CN103138590A - 谐振电路限流保护方法和装置 - Google Patents

谐振电路限流保护方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN103138590A
CN103138590A CN2011103947777A CN201110394777A CN103138590A CN 103138590 A CN103138590 A CN 103138590A CN 2011103947777 A CN2011103947777 A CN 2011103947777A CN 201110394777 A CN201110394777 A CN 201110394777A CN 103138590 A CN103138590 A CN 103138590A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
resonant circuit
sampling resistor
voltage
predetermined threshold
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011103947777A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103138590B (zh
Inventor
万正海
王明金
李俊凯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ZTE Corp
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Priority to CN201110394777.7A priority Critical patent/CN103138590B/zh
Priority to PCT/CN2012/077449 priority patent/WO2013078851A1/zh
Publication of CN103138590A publication Critical patent/CN103138590A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103138590B publication Critical patent/CN103138590B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种谐振电路限流保护方法和装置，其中，该方法包括：检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁所述谐振电路的驱动；在下一个脉宽调制周期到来时，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。本发明当检测到逐波限流后使LLC谐振变换器在控制上立即进入限流模式的策略，使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。

Description

谐振电路限流保护方法和装置
技术领域
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种谐振电路限流保护方法和装置。
背景技术
高效率高功率高密度是电力电子产品的一个重要的发展趋势，全桥LLC谐振DC/DC变换器凭借其在变换效率和功率密度方面具有的突出优势，得到了很多开关电源行业人员的青睐。
目前，对于全桥LLC谐振DC/DC变换器，在发生逐波限流时，封锁LLC变换器的全桥管的四个驱动，一段时间后再重新开启这四个驱动。在出现逐波限流时立即封锁全桥管的四个驱动，全桥LLC谐振电路就会进入自谐振状态。当全桥超前臂的下管进行续流时，如果此时逐波限流的动作已完成，需要重新开启LLC变换器的全桥管的四个驱动。如果开启的是V1，V4对应的驱动，由于V2存在反向恢复电流，则V1，V2会出现共通现象，V2的电压应力异常；同理，当全桥滞后臂的下管进行续流时，如果此时逐波限流的动作也已完成，需要重新开启LLC变换器的全桥管的四个驱动，如果开启的是V2，V3对应的驱动，由于V4存在反向恢复电流，则V3，V4会出现共通现象，V4的电压应力异常。
针对上述在逐波限流结束后重启驱动时全桥管的电压应力可能超标的问题，特别是连续逐波限流时造成的全桥开关管压力多次超标的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明提供了一种谐振电路限流保护方法和装置，以至少解决现有技术中连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题。
根据本发明的一个方面，提供了一种谐振电路限流保护方法，包括：检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；在当前谐振周期上检测到采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁谐振电路的驱动；在下一个脉宽调制周期到来时，将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
优选的，将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的步骤包括：当检测到谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；根据当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。
优选的，封锁谐振电路的驱动的步骤包括：封锁与谐振电流方向对应的一对对管驱动。
优选的，预定阈值包括：第一预定阈值和第二预定阈值；采样电阻包括：第一采样电阻和第二采样电阻；对管驱动包括：第一对对管驱动和第二对对管驱动，其中，封锁与谐振电流方向对应的一对对管驱动的步骤包括：当第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁第一对对管驱动；当第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁第二对对管驱动。
优选的，在封锁谐振电路的驱动之后，谐振电路限流保护方法还包括：在当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断谐振电路的原边是否出现过流；如果谐振电路的原边没有出现过流，则对驱动解封锁。
优选的，检测谐振电流流经的采样电阻两端的电压的步骤包括：通过电流互感器对谐振电流进行变流；通过整流器对变流后的谐振电流进行整流；在整流后的谐振电流流经的采样电阻的两端进行电压采样得到采样电阻两端的电压。
根据本发明的另一个方面，提供了一种谐振电路限流保护装置，包括：检测单元，用于检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；封锁单元，用于在当前谐振周期上检测到采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁谐振电路的驱动；切换单元，用于在下一个脉宽调制周期到来时，将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
优选的，切换单元包括：清零模块，用于当检测到谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；生成模块，用于根据当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。
优选的，封锁单元包括：封锁模块，用于在当前谐振周期上检测到采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁与谐振电流方向对应的一对对管驱动。
优选的，预定阈值包括：第一预定阈值和第二预定阈值；采样电阻包括：第一采样电阻和第二采样电阻；对管驱动包括：第一对对管驱动和第二对对管驱动，其中，封锁模块包括：第一封锁子模块，用于在第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁第一对对管驱动；第二封锁子模块，用于在第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁第二对对管驱动。
优选的，谐振电路限流保护装置还包括：判断单元，用于在当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断谐振电路的原边是否出现过流；解封锁单元，用于在所述谐振电路的原边没有出现过流时，对所述驱动解封锁。
在本发明中，通过在智能单元中添加当检测到逐波限流后使LLC谐振变换器在控制上立即进入限流环的策略，使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。进一步的，通过检测谐振电流的电流方向，当谐振电流超过电流保护阀值时，根据检测到的电流方向封锁一对对管驱动以达到LLC谐振电路逐波限流保护，解决了现有技术中由于在逐波限流时需要封锁全桥管的四个驱动而造成的延时的问题，达到了对逐波后的环路实现快速响应的技术效果。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的一种优选的结构框图；
图2为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的另一种优选的结构框图；
图3为根据本发明实施例的谐振电路限流保护的一种电路示意图；
图4为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的又一种优选的结构框图；
图5为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的又一种优选的结构框图；
图6为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的又一种优选的结构框图；
图7为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的又一种优选的结构框图；
图8为根据本发明实施例的谐振电路限流保护方法的一种优选的流程图；
图9为根据本发明实施例的原边过流时驱动波形示意图；
图10为根据本发明实施例的谐振电路限流保护装置的又一种优选的结构框图。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例1
如图1所示，本发明提供了一种优选的谐振电路限流保护装置，该装置包括：检测单元102，用于检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；封锁单元104，用于在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁所述谐振电路的驱动；切换单元106，用于在下一个脉宽调制周期到来时，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
在上述优选实施方式中，通过在智能单元中添加当检测到逐波限流后使LLC谐振变换器在控制上立即进入限流环的策略，使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。
在本发明的一个优选实施方式中，如图2所示，封锁单元104包括：封锁模块202，用于在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动。通过检测谐振电流的电流方向，当谐振电流超过电流保护阀值时，根据检测到的电流方向封锁一对对管驱动以达到LLC谐振电路逐波限流保护，解决了现有技术中由于在逐波限流时需要封锁全桥管的四个驱动而造成的延时的问题，达到了对逐波后的环路实现快速响应的技术效果。
具体而言，如图3所示，谐振电流经过电流互感器(CT)由高频交流值变为直流有效值后，再流经整流器进行整流，最后通过对采样电阻两端的电压进行采样。优选的，以图3中的ILr电流方向为正，则流经采样电阻R2的电流为正向谐振电流，流经采样电阻R3的电流为负向谐振电流，通过采样R2和R3两端的电压就可以得到对应的谐振电流大小，这样就实现了对正负谐振电流的检测。优选的，当VR2超过预定阈值Vref时，封锁V2和V3的驱动；当VR3超过预定阈值Vref时，封锁V1和V4的驱动，从而达到了逐波限流的目的。
在本发明一个优选实施方式中，如图4所示，切换单元106包括：清零模块402，用于当检测到所述谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；生成模块404，用于根据所述当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。在本优选实施方式中，采用强制切换到输出限流模式的方法，改善了现有技术中通过环路自然选择来实现从恒压模式到限流模式的转换，一般需要10个脉宽调制周期以上才能完全进入输出限流的工作模式的状况，实现了在电流超过预定的阈值时，在下个脉宽调制周期就能使谐振电路进入输出限流的工作模式的效果使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。
具体而言，基于图3所示的电路图，将采样电阻采样得到的电压VR2、VR3与一个预定阈值(固定电压值Vref)相比较。如图5所示：当VR2的值大于Vref时，通过比较器输出的Vo1的电平就会发生翻转；智能单元检测到电平发生翻转之后，在下一个脉宽调制周期到来时通过控制器强制使LLC谐振变换器的工作模式由恒压工作模式切换到输出限流模式，这样使得LLC谐振变换器不需要如现有技术中由于通过环路自然选择而在10个脉宽调制周期以上才能完全进入输出限流的工作模式，从而提高了切换限流的效率。同理，当VR3的值大于Vref时，通过比较器输出的Vo1的电平也会发生翻转，在此不再赘述。
本发明还提供了一种优选的解封锁方式，以便在谐振电路的电流恢复正常以后将驱动解封锁。在本发明的一个优选实施方式中，如图6所示，谐振电路限流保护装置还包括：判断单元602，用于在当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断谐振电路的原边是否出现过流；解封锁单元604，用于在所述谐振电路的原边没有出现过流时，对所述驱动解封锁。
本发明还提供了一种优选的对采样电阻两端电压进行采样的方式，以便准确地采样得到所需的电压，从而实现对电流是否超过阈值的判断。在本发明的一个优选实施方式中，检测单元102，还用于通过电流互感器(CT)对所述谐振电流进行变流，通过整流器对变流后的所述谐振电流进行整流；在整流后的谐振电流流经的采样电阻的两端进行电压采样得到采样电阻两端的电压。
在本发明的一个优选实施方式中，优选的，上述的预定阈值包括但不限于以下至少之一：第一预定阈值和第二预定阈值；上述的采样电阻包括但不限于以下至少之一：第一采样电阻和第二采样电阻；上述的对管驱动包括但不限于以下至少之一：第一对对管驱动和第二对对管驱动，如图7所示，封锁模块202包括：第一封锁子模块702，用于在第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁第一对对管驱动；第二封锁子模块704，用于在第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁第二对对管驱动。
实施例2
基于1-7所示的装置和电路，本发明还提供了一种优选的谐振电路限流保护方法，如图8所示，该方法具体包括：
S802：检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；
S804：在当前谐振周期上检测到采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁谐振电路的驱动；
S806：在下一个脉宽调制周期到来时，将谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
在上述优选实施方式中，通过在智能单元中添加当检测到逐波限流后使LLC谐振变换器在控制上立即进入限流环的策略，使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。
在本发明一个优选实施方式中，封锁所述谐振电路的驱动的步骤包括：封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动。通过检测谐振电流的电流方向，当谐振电流超过电流保护阀值时，根据检测到的电流方向封锁一对对管驱动以达到LLC谐振电路逐波限流保护，解决了现有技术中由于在逐波限流时需要封锁全桥管的四个驱动而造成的延时的问题，达到了对逐波后的环路实现快速响应的技术效果。
具体而言，如图3所示，谐振电流经过电流互感器(CT)由高频交流值变为直流有效值后，再流经整流器进行整流，最后通过对采样电阻两端的电压进行采样。优选的，以图3中的ILr电流方向为正，则流经采样电阻R2的电流为正向谐振电流，流经采样电阻R3的电流为负向谐振电流，通过采样R2和R3两端的电压就可以得到对应的谐振电流大小，这样就实现了对正负谐振电流的检测。优选的，当VR2超过预定阈值Vref时，封锁V2和V3的驱动；当VR3超过预定阈值Vref时，封锁V1和V4的驱动，从而达到了逐波限流的目的。
在本发明一个优选实施方式中，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的步骤包括：当检测到所述谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；根据所述当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。在本优选实施方式中，采用强制切换到输出限流模式的方法，改善了现有技术中通过环路自然选择来实现从恒压模式到限流模式的转换，一般需要10个脉宽调制周期以上才能完全进入输出限流的工作模式的状况，实现了在电流超过预定的阈值时，在下个脉宽调制周期就能使谐振电路进入输出限流的工作模式的效果使得原边电流迅速降到阀值以内，解决了连续逐波限流时造成的全桥管电压应力超标的技术问题，提高了开关电源和功率器件的可靠性。
具体而言，基于图3所示的电路图，将采样电阻采样得到的电压VR2、VR3与一个预定阈值(固定电压值Vref)相比较。如图5所示：当VR2的值大于Vref时，通过比较器输出的Vo1的电平就会发生翻转；智能单元检测到电平发生翻转之后，在下一个脉宽调制周期到来时通过控制器强制使LLC谐振变换器的工作模式由恒压工作模式切换到输出限流模式，这样使得LLC谐振变换器不需要如现有技术中由于通过环路自然选择而在10个脉宽调制周期以上才能完全进入输出限流的工作模式，从而提高了切换限流的效率。同理，当VR3的值大于Vref时，通过比较器输出的Vo1的电平也会发生翻转，在此不再赘述。
在本发明的一个优选实施方式中，预定阈值包括：第一预定阈值和第二预定阈值；所述采样电阻包括：第一采样电阻和第二采样电阻；所述对管驱动包括：第一对对管驱动和第二对对管驱动，其中，封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动的步骤包括：当所述第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁所述第一对对管驱动；当所述第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁所述第二对对管驱动。
在本发明的一个优选实施方式中，在封锁所述谐振电路的驱动之后，谐振电路限流保护方法还包括：在所述当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断所述谐振电路的原边是否出现过流；如果所述谐振电路的原边没有出现过流，则对所述驱动解封锁。
在本发明的一个优选实施方式中，检测所述谐振电流流经的采样电阻两端的电压的步骤包括：通过电流互感器对所述谐振电流进行变流；通过整流器对变流后的所述谐振电流进行整流；在整流后的所述谐振电流流经的所述采样电阻的两端进行电压采样得到所述采样电阻两端的电压。
实施例3
本发明提供了一种优选的实施例来进一步对本发明进行解释，但是值得注意的是，该优选实施例只是为了更好的描述本发明，并不构成对本发明不当的限定。
下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明作进一步详细说明。
如图3所示，一种LLC谐振电路，包括谐振电感Lr，、主变压器T、谐振电容Cr，主功率开关器件V1、V2、V3和V4，副边功率肖特基二极管D1和D2。
谐振电流检测电路包括：电流互感器CT1，CT1的磁复位电阻R1，二极管D3、D4、D5和D6。优选的，二极管使用快恢复二极管或者肖特基二极管以及电流采样电阻R2和R3。谐振电路接有直流输入电压Vin，所述主功率开关器件V1、V2、V3和V4带有体二极管，所述LLC谐振电路的变压器副边接的是输出电压Vo。
该LLC谐振电路通过控制主功率开关器件V1、V2、V3和V4的开关频率可以实现主功率器件的零电压开通(ZVS)和副边二极管的零电流关断(ZCS)，这样有利于减小功率器件的开关损耗，以便提高整个机器的效率。为了对主拓扑电路中的器件作过流保护，就需要对主拓扑电路中的电流进行检测。
如图3所示：该LLC谐振电路的电流检测装置，优选的，谐振电流为ILr，电流方向以图中箭头所示方向为正，CT1的匝比为n，谐振电流经过CT1变换后，I(I1-I2)＝ILr/n，优选的，将谐振电流由高频交流值变为直流有效值来进行检测，使检测更加方便。再用整流器对变换后的谐振电流进行整流，整流后的电流流经采样电阻，对采样电阻两端的电压进行采样进而得到流经采样电阻的谐振电流的大小。通过本优选实施方式，电流检测装置可以检测正向谐振电流：VR2＝(ILr/n)*R2。也可以检测反向谐振电流：VR3＝(ILr/n)*R3。当VR2超过设定值Vref时，封锁V2和V3的驱动；当VR3超过设定值Vref时，封锁V1和V4的驱动。
驱动封锁的具体实现如图5所示。当VR2或者VR3超过设定值Vref后，相应驱动使能单元使能引脚电平会翻转，如图9所示，这时对应的PWM波在此脉宽调制周期会被封锁，封锁持续至下一个谐振周期的开始的时候；在下个谐振周期到来的时候，判断是否谐振电路是否出现原边过流，如果谐振电路未出现原边限流，则在下个脉宽调制周期对封锁的一对驱动进行解封锁，恢复正常工作状态。
优选的，比较器输出信号Vo1、Vo2同时被送到图5所示的智能单元。智能单元如图10所示包括：反馈电压环和反馈电流环。其中，反馈电压环与反馈电流环是并行工作，电压环起稳压作用，电流环起限流作用。电压环和电流环均采用PI(比例-积分)的控制方法。其中，电流环PI控制的表达式如下：
Iout(k)＝Iout(k-1)+Kp*err(k)+Ki*err(k-1)
其中，Iout(k)为本周期电流环的输出，Iout(k-1)为上周期电流环的输出，err(k)为本周期电流环误差，err(k-1)为上一周期电流环误差。
智能单元对Vo1和Vo2的输入电平进行检测，当智能单元检测到比较器输出信号Vo1或者Vo2的电平发生翻转后，智能单元将上周期电流环的输出Iout(k-1)和上一周期电流环误差err(k-1)清零。这时，电流环的输出仅有一个误差比例分量，输出值很小。由于环路对反馈电压环和反馈电流环中输出进行比较，选择较小的一个进行输出，所以这个时候谐振电路会工作在限流模式，并且由于反馈电流环的输出分量很小，所以可以将将输出电流限在一个较小的值，因此LLC谐振变换器向外部提供的能量也很小，谐振变换电路的原边的电流也会迅速衰减，起到对谐振电路的保护作用。此外，由于电流环具有积分累加的作用，所以电流环的输出会逐渐增大，最后达到一个稳定的限流值。在本优选实施方式中，通过以上步骤，由于连续逐波限流而造成的全桥管电压应力超标的问题基本得到解决。优选的，全桥管电压应力小于开关管的额定电压。
从以上的描述中可以看出，传统的LLC全桥谐振电流检测电路一般只能检测谐振电流的大小，而不能判断电流的方向，使得在逐波限流时需要关闭全桥管四个开关管的驱动。此外，在现有技术中，由于LLC全桥特殊的拓扑结构，使得连续逐波限流后全桥管电压应力有严重超标的现象，这样会导致开关管因为电压应力而损坏。与传统LLC全桥谐振电流检测电路相比，本发明可以实现LLC全桥正负谐振电流的检测，从而在逐波时只需要关闭全桥管对管的驱动。另外本发明也解决了对于连续逐波限流造成的全桥管电压应力严重超标的问题，极大的提高了全桥管的可靠性。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种谐振电路限流保护方法，其特征在于，包括：
检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；
在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁所述谐振电路的驱动；
在下一个脉宽调制周期到来时，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的步骤包括：
当检测到所述谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；
根据所述当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，封锁所述谐振电路的驱动的步骤包括：
封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述预定阈值包括：第一预定阈值和第二预定阈值；所述采样电阻包括：第一采样电阻和第二采样电阻；所述对管驱动包括：第一对对管驱动和第二对对管驱动，其中，封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动的步骤包括：
当所述第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁所述第一对对管驱动；
当所述第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁所述第二对对管驱动。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在封锁所述谐振电路的驱动之后，还包括：
在所述当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断所述谐振电路的原边是否出现过流；
如果所述谐振电路的原边没有出现过流，则对所述驱动解封锁。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，检测所述谐振电流流经的采样电阻两端的电压的步骤包括：
通过电流互感器对所述谐振电流进行变流；
通过整流器对变流后的所述谐振电流进行整流；
在整流后的所述谐振电流流经的所述采样电阻的两端进行电压采样得到所述采样电阻两端的电压。
7.一种谐振电路限流保护装置，其特征在于，包括：
检测单元，用于检测谐振电路中谐振电流流经的采样电阻两端的电压；
封锁单元，用于在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁所述谐振电路的驱动；
切换单元，用于在下一个脉宽调制周期到来时，将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述切换单元包括：
清零模块，用于当检测到所述谐振电路的比较器的输出信号电平发生反转时，将上一个谐振周期的电流环输出信号和上一个谐振周期的电流环误差信号清零；
生成模块，用于根据所述当前谐振周期的电流环输出信号来产生用于将所述谐振电路由恒压模式切换到输出限流模式的脉宽调制信号。
9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述封锁单元包括：
封锁模块，用于在当前谐振周期上检测到所述采样电阻两端的电压大于预定阈值时，封锁与所述谐振电流方向对应的一对对管驱动。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述预定阈值包括：第一预定阈值和第二预定阈值；所述采样电阻包括：第一采样电阻和第二采样电阻；所述对管驱动包括：第一对对管驱动和第二对对管驱动，其中，所述封锁模块包括：
第一封锁子模块，用于在所述第一采样电阻两端的电压大于第一预定阈值时，封锁所述第一对对管驱动；
第二封锁子模块，用于在所述第二采样电阻两端的电压大于第二预定阈值时，封锁所述第二对对管驱动。
11.根据权利要求7-10中任一项所述的装置，其特征在于，还包括：
判断单元，用于在所述当前谐振周期的下一个谐振周期到来时，判断所述谐振电路的原边是否出现过流；
解封锁单元，用于在所述谐振电路的原边没有出现过流时，对所述驱动解封锁。
CN201110394777.7A 2011-12-02 2011-12-02 谐振电路限流保护方法和装置 Active CN103138590B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110394777.7A CN103138590B (zh) 2011-12-02 2011-12-02 谐振电路限流保护方法和装置
PCT/CN2012/077449 WO2013078851A1 (zh) 2011-12-02 2012-06-25 谐振电路限流保护方法和装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110394777.7A CN103138590B (zh) 2011-12-02 2011-12-02 谐振电路限流保护方法和装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103138590A true CN103138590A (zh) 2013-06-05
CN103138590B CN103138590B (zh) 2017-02-08

Family

ID=48498009

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110394777.7A Active CN103138590B (zh) 2011-12-02 2011-12-02 谐振电路限流保护方法和装置

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN103138590B (zh)
WO (1) WO2013078851A1 (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103546048A (zh) * 2013-10-30 2014-01-29 华为技术有限公司 电流采样方法
CN103856062A (zh) * 2014-02-26 2014-06-11 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN104638895A (zh) * 2015-02-02 2015-05-20 华中科技大学 一种llc谐振变换器的限流方法及电路
CN104734514A (zh) * 2013-12-18 2015-06-24 德州仪器德国股份有限公司 用于led驱动的llc转换器上的初级侧电流调节
CN106059274A (zh) * 2016-07-15 2016-10-26 东莞市米町源电子科技有限公司 一种谐振控制电路
CN108695829A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN110416974A (zh) * 2019-08-15 2019-11-05 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
CN110896211A (zh) * 2019-11-29 2020-03-20 深圳市科华恒盛科技有限公司 谐振电路异常控制电路、控制方法和谐振装置
CN112713796A (zh) * 2020-12-18 2021-04-27 国创新能源汽车智慧能源装备创新中心(江苏)有限公司 双向直流充电机离网模式下的dc/ac控制方法和装置
EP4280442A4 (en) * 2021-02-20 2024-03-13 Huawei Technologies Co., Ltd. LLC CONVERTER, CONTROL CIRCUIT, SOFT STARTING METHOD AND APPARATUS, AND CHIP

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101588124A (zh) * 2008-05-23 2009-11-25 力博特公司 一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法
CN101666823A (zh) * 2008-09-04 2010-03-10 力博特公司 一种用于llc谐振电路的电流检测方法及装置
CN101895201A (zh) * 2010-07-23 2010-11-24 中兴通讯股份有限公司 Llc串联谐振变换器及其驱动方法
CN101902122A (zh) * 2010-07-29 2010-12-01 中兴通讯股份有限公司 一种vienna整流器逐波限流保护的方法和装置
CN101931316A (zh) * 2009-06-22 2010-12-29 力博特公司 Llc拓扑及其限流电路
CN102263508A (zh) * 2010-05-28 2011-11-30 台达电子工业股份有限公司 谐振型转换***以及过电流保护方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5615097A (en) * 1994-09-20 1997-03-25 Astec International, Ltd. Transient over voltage protection circuit for electrical power converters
CN100541992C (zh) * 2003-09-08 2009-09-16 艾默生网络能源有限公司 串联谐振直流／直流变换器的控制方法及装置
CN101141094B (zh) * 2007-08-17 2010-12-08 浙江大学 限流滑模控制降压直流-直流变换器的控制方法及其控制器
CN101958532A (zh) * 2009-07-13 2011-01-26 华硕科技（苏州）有限公司 直流-直流转换器的过电流保护装置与方法
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101588124A (zh) * 2008-05-23 2009-11-25 力博特公司 一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法
CN101666823A (zh) * 2008-09-04 2010-03-10 力博特公司 一种用于llc谐振电路的电流检测方法及装置
CN101931316A (zh) * 2009-06-22 2010-12-29 力博特公司 Llc拓扑及其限流电路
CN102263508A (zh) * 2010-05-28 2011-11-30 台达电子工业股份有限公司 谐振型转换***以及过电流保护方法
CN101895201A (zh) * 2010-07-23 2010-11-24 中兴通讯股份有限公司 Llc串联谐振变换器及其驱动方法
CN101902122A (zh) * 2010-07-29 2010-12-01 中兴通讯股份有限公司 一种vienna整流器逐波限流保护的方法和装置

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103546048A (zh) * 2013-10-30 2014-01-29 华为技术有限公司 电流采样方法
CN104734514B (zh) * 2013-12-18 2019-08-23 德州仪器德国股份有限公司 用于led驱动的llc转换器上的初级侧电流调节
CN104734514A (zh) * 2013-12-18 2015-06-24 德州仪器德国股份有限公司 用于led驱动的llc转换器上的初级侧电流调节
CN103856062A (zh) * 2014-02-26 2014-06-11 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN103856062B (zh) * 2014-02-26 2017-07-28 联合汽车电子有限公司 移相全桥同步整流电路的双环控制电路
CN104638895A (zh) * 2015-02-02 2015-05-20 华中科技大学 一种llc谐振变换器的限流方法及电路
CN106059274A (zh) * 2016-07-15 2016-10-26 东莞市米町源电子科技有限公司 一种谐振控制电路
CN108695829A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN108695829B (zh) * 2017-04-03 2022-05-17 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN110416974A (zh) * 2019-08-15 2019-11-05 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
CN110416974B (zh) * 2019-08-15 2021-12-10 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
CN110896211A (zh) * 2019-11-29 2020-03-20 深圳市科华恒盛科技有限公司 谐振电路异常控制电路、控制方法和谐振装置
CN110896211B (zh) * 2019-11-29 2022-05-24 深圳市科华恒盛科技有限公司 谐振电路异常控制电路、控制方法和谐振装置
CN112713796A (zh) * 2020-12-18 2021-04-27 国创新能源汽车智慧能源装备创新中心(江苏)有限公司 双向直流充电机离网模式下的dc/ac控制方法和装置
EP4280442A4 (en) * 2021-02-20 2024-03-13 Huawei Technologies Co., Ltd. LLC CONVERTER, CONTROL CIRCUIT, SOFT STARTING METHOD AND APPARATUS, AND CHIP

Also Published As

Publication number Publication date
CN103138590B (zh) 2017-02-08
WO2013078851A1 (zh) 2013-06-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103138590A (zh) 谐振电路限流保护方法和装置
CN103152912B (zh) 一种改进的高效率led驱动电路和驱动方法
CN102523650B (zh) 一种led电流检测和控制电路
CN103326581B (zh) Llc谐振变换器、控制电路及驱动方法
CN101728958B (zh) 尾电流控制隔离式转换器的方法及控制装置
Dudrik et al. Zero-voltage and zero-current switching full-bridge DC–DC converter with auxiliary transformer
CN202261029U (zh) 具有过压保护的开关电源电路
CN102364860B (zh) 一种二次侧移相控制全桥变换器
CN101471606A (zh) Llc谐振变换器
CN101632216A (zh) 功率变换器中的箝位二极管复位和开关式电源中的断电检测
CN104852567A (zh) 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路
CN101534056B (zh) 一种输出可调的变结构直流开关电源
CN101860187A (zh) 一种同步整流变换器的软启动方法及装置
CN203859683U (zh) 同步整流驱动电路
CN202652059U (zh) 功率因数校正控制电路及包含其的功率因数校正装置
CN1431759A (zh) 零电压软开关直流－直流电源变换装置
CN109698627B (zh) 一种基于开关电容器的全桥dc/dc变换器及其调制策略
CN103997223A (zh) 一种同步整流驱动电路
CN101651425A (zh) 一种同步整流驱动装置
CN201766503U (zh) 一种双端反激型无源无损开关电源拓扑
CN101814840A (zh) 二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器
CN202406016U (zh) 一种单级有源功率因数校正电路
CN104467430B (zh) 开关电源电路
CN102969903A (zh) 用于谐振转换器的保持时间延长电路和方法
CN101795058B (zh) 三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant