CN103117970A - Mimo***中全双工天线的选择方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，包括有：S1、在全双工天线***中，对通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道；S2、分别对所述通信两端各自的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；S3、当所述通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰信道分布满足独立同分布的莱斯分布时，计算所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比；S4、基于天线选择准则，遍历所述通信两端之间所有的天线配对，确定最终的天线搭配方案；本发明结合全双工天线技术以及MIMO技术各自的优势，从所有可能的天线搭配中选出具有增益的方案，提高信道容量，改善***的整体性能。

Description

MIMO***中全双工天线的选择方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别涉及一种MIMO***中全双工天线的选择方法。

背景技术

传统的无线通信***运用了频分或时分的方法来实现双向通信，这就需要将时间或频率资源划分成正交区域；尽管对于通信效果而言，目前的技术已经可以让数据双向传递，但因其运用了频分或时分的方法，其本质仍为半双工无线通信***。如果采用全双工通信***以实现信息在同时同频下进行双向传输，其最大难点在于，对有用信号而言，在量化时会产生很大的量化噪声，使通信变得异常困难。近年来通过不断的研究，越来越多的学者对于全双工通信进行了多种尝试，提出全新的天线设计方法，运用干扰消除技术，使全双工天线变为可能。

MIMO（Multiple-In Multiple-Out，多输入多输出）技术是无线移动通信领域智能天线技术的重大突破，其能在不增加带宽的情况下，成倍地提高通信***的容量和频谱利用率。MIMO技术利用了无线信道多径传播的固有特性：如果在发送端与接收端同时采用多天线***，只要天线间单元间距足够大，无线信道散射传播的多径分量足够丰富，各对发/收天线单元间的多径衰落就趋于独立，即各对等效的发/收天线间的无线传输信道趋于独立，这些同频率、同时间的子信道趋于相互正交。在具有M副发射天线与N副接收天线的MIMO***中，发射数据流S被映射为M路子数据流，在调制与射频前端处理后以相同的频率分别经M副天线同时发射出去；经无线信道的散射传播，这些并行子数据流从不同路径到达接收机，由N副天线接收；接收机采用先进的信号处理技术对各接收信号联合处理，可恢复出原始数据流。

作为一项新技术，全双工天线目前的研究仅限于单发单收的***，然而，***移动通信的推出已经说明MIMO***越来越成为主流技术，将全双工天线与MIMO***结合，可以进一步提高信道利用率，但是在MIMO***中，基于全双工天线配对的不确定性，如何选择具有增益方案的天线搭配，现有技术中还没有确实可行的方法。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，以实现在MIMO***中全双工天线的选择，增进***增益，提高频谱效率和***容量。

为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：

本发明提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，包括以下步骤：

S1、在全双工天线***中，对通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道；

S2、分别对所述通信两端各自的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；

S3、当所述通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰信道分布满足独立同分布的莱斯分布时，计算所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比；

S4、以所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比为基础，基于天线选择准则，遍历所述通信两端之间所有的天线配对，确定最终的天线搭配方案。

优选的，所述步骤S1进一步包括计算通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰消除系数，所述自干扰消除系数为通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除后的信道能量与进行自干扰消除前的信道能量的比值，所述干扰消除系数随采取的自干扰消除模式而定。

优选的，所述步骤S1进一步包括：

S11、在全双工天线***中，获取端点A/B之间的信道矩阵H_HD，所述端点A包括m个全双工射频通道，所述端点B包括n个全双工射频通道，所述端点A/B为全双工天线***中的通信双方；

S12、分别获取端点A发送到端点B的信道矩阵H_FD1和端点B发送到端点A的信道矩阵H_FD2；

S13、对端点A/B的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道H_I，1和H_I，2，计算端点A/B的接收天线其对应的自干扰消除系数β₁和β₂。

优选的，所述步骤S13进一步包括：

当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC，i≥0,则需要对端点A/B的接收天线同时进行数字和模拟干扰消除，则：

${\mathrm{\β}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{ACDC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\∈\left(\mathrm{1,2}\right)$

当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC,i<0，则只需要对端点A/B的接收天线进行模拟干扰消除，则

${\mathrm{\&beta;}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{AC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\&Element;\left(\mathrm{1,2}\right)$

其中，H_I,i为自干扰信道，

及

为不同自干扰消除模式下对于自干扰信道的估值，x为端点A/B的发送天线所发送的信号。

优选的，所述步骤S2进一步包括以下步骤：

S21、分别计算端点A/B的接收天线所接收的信号，所述端点A的接收天线所接收的信号Y₁包括端点B发送来的所需信号、端点A发送天线的自干扰信号以及噪声；则

$Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+V_m$

所述端点B的接收天线所接收的信号Y₂包括端点A发送来的所需信号、端点B发送天线的自干扰信号以及噪声;则

$Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{n}}{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+V_n$

其中，E_s表示端点A/B的发送天线在一个符号时间内的发送能量，S_i是端点A/B归一化后的发送信号,H_I,i为自干扰信道，i∈(1,2)；V_m和V_n分别为端点A/B的高斯白噪声，且它的每一行元素独立同分布；

S22、对端点A/B的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；其中，端点A发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_1=G_1\&CenterDot;Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{G}_1{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_2{E}_s}{n}}{G}_1{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+G_1{V}_n$

端点B发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_2=G_2\&CenterDot;Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{G}_2{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{G}_2{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+G_2{V}_m$

其中，G_i为均衡矩阵，i∈(1,2)。

优选的，所述步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k,1的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,1}=\frac{E_s|{g_{k,1}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}2}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,1}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}2}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},2}\right|}^2}$

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,2}=\frac{E_s|{g_{k,2}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}1}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,2}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}1}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},1}\right|}^2}$

其中，

为均衡矩阵G_i的第k列，

表示矩阵H_FD1的第k行，

表示矩阵H_FD2的第k行，H_Ik，i表示矩阵H_I，i的第k行，N₀表示高斯白噪声的单边功率谱密度，i∈(1,2)。

优选的，所述均衡矩阵G_i为H_FDi的伪逆矩阵，则步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k,1的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,1}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)\frac{E_s}{n\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\&CenterDot;n[H_{I,1}^{*}\&CenterDot;H_{I,1}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}1}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}1}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)$ 为矩阵H_FD2的最小特征值，kk表示任一；

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,2}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)\frac{E_s}{m\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\&CenterDot;m[H_{I,2}^{*}\&CenterDot;H_{I,2}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}2}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}2}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},$ λ_min(H_FD1)为矩阵H_FD1的最小特征值，kk表示任一。

优选的，所述步骤S4中的天线选择准则为：

计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的G₁,G₂，选出所有天线配对最小的SINR_min中最大的SINR_min所对应的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的λ_min(H_FD1)和λ_min(H_FD2)最小的一个，计算其所对应的SINR_min，选取使SINR_min最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的信道容量，选出能使容量最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案，所述容量计算公式为：

其中，I_m、I_n代表m阶和n阶单位矩阵，ρ代表端点A/B的接收天线平均信噪比。

本发明通过提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，结合全双工天线技术以及MIMO技术各自的优势，从所有可能的天线搭配中选出具有增益的方案，提高信道容量，使数据传输速率得以提升，从而改善通信效果，提高***的整体性能。

附图说明

图1为本发明一实施例的流程图；

图2为本发明一实施例中所有天线搭配方案的示意图。

具体实施方式

下面对于本发明所提出的一种MIMO***中全双工天线的选择方法，结合附图和实施例详细说明。

如图1所示，本发明提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，包括以下步骤：

S1、在全双工天线***中，对通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道；

S2、分别对所述通信两端各自的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；

S3、当所述通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰信道分布满足独立同分布的莱斯分布时，计算所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比；

S4、以所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比为基础，基于天线选择准则，遍历所述通信两端之间所有的天线配对，确定最终的天线搭配方案。

优选的，所述步骤S1进一步包括计算通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰消除系数，所述自干扰消除系数为通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除后的信道能量与进行自干扰消除前的信道能量的比值，所述干扰消除系数随采取的自干扰消除模式而定。

优选的，所述步骤S1进一步包括：

S11、在全双工天线***中，获取端点A/B之间的信道矩阵H_HD，所述端点A包括m个全双工射频通道，所述端点B包括n个全双工射频通道，所述端点A/B为全双工天线***中的通信双方；因为全双工天线的每个射频通道是由两根天线组成的，且这两根天线谁为发送天线、谁为接收天线并不固定，且在同时、同频的情况下，信道具有互异性，因此，在端点A中共包含2m根天线，端点B中共包含2n根天线，则端点A/B之间的信道矩阵H_HD为2m×2n阶；则天线选择的结果共有2^m+n-1种搭配，我们需在这些搭配中选择能使通信性能更优的搭配结果；

S12、分别获取端点A发送到端点B的信道矩阵H_FD1和端点B发送到端点A的信道矩阵H_FD2；所述H_FD1为n×m阶，H_FD2为m×n阶；

S13、对端点A/B的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道H_I，1和H_I，2，计算端点A/B的接收天线其对应的自干扰消除系数β₁和β₂。

以一个2×2的全双工天线***为例，因为它实际在端点A与端点B各有4根天线，因此它组成的信道可以由一个4×4的矩阵代表。根据上边的讨论，对于这个***可能存在的天线搭配共有2^m+n-1=2^2+2-1=8种，图2分别将这八种结果列举了出来；在图2中，同样被方块或者同样被圆圈标记的元素会组成信道矩阵H_FD1、H_FD2，但因为我们之前讨论过彼此搭配的天线中谁为发送与谁为接收并不会影响结果，因此方块与圆圈组成的信道矩阵并不固定对应H_FD1或H_FD2。

优选的，所述步骤S13进一步包括：

因为β_i为能量的比值，所以只可能是正实数，因此当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC，i≥0,说明数字干扰消除是有意义的，则需要对端点A/B的接收天线同时进行数字和模拟干扰消除，则：

${\mathrm{\&beta;}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{ACDC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\&Element;\left(\mathrm{1,2}\right)$

当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC,i<0，说明数字干扰消除会引入干扰噪声，对提升全双工通信的性能没有意义，则只需要对端点A/B的接收天线进行模拟干扰消除，此时

${\mathrm{\&beta;}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{AC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\&Element;\left(\mathrm{1,2}\right)$

其中，H_I,i为自干扰信道，及

为不同自干扰消除模式下对于自干扰信道的估值，x为端点A/B的发送天线所发送的信号。

优选的，所述步骤S2进一步包括以下步骤：

S21、分别计算端点A/B的接收天线所接收的信号，所述端点A的接收天线所接收的信号Y₁包括端点B发送来的所需信号、端点A发送天线的自干扰信号以及噪声；则

$Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+V_m$

所述端点B的接收天线所接收的信号Y₂包括端点A发送来的所需信号、端点B发送天线的自干扰信号以及噪声;则

$Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{n}}{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+V_n$

其中，E_s表示端点A/B的发送天线在一个符号时间内的发送能量，S_i是端点A/B归一化后的发送信号,H_I,i为自干扰信道，i∈(1,2)；V_m和V_n分别为端点A/B的高斯白噪声，且它的每一行元素独立同分布；

S22、对端点A/B的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；其中，端点A发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_1=G_1\&CenterDot;Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{G}_1{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_2{E}_s}{n}}{G}_1{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+G_1{V}_n$

端点B发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_2=G_2\&CenterDot;Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{G}_2{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{G}_2{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+G_2{V}_m$

其中，G_i为均衡矩阵，i∈(1,2)。

优选的，所述步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k,1的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,1}=\frac{E_s|{g_{k,1}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}2}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,1}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}2}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},2}\right|}^2}$

在全双工天线的射频通道处，由于发送天线与接收天线的距离非常近，因此可以将自干扰信号视为LOS信号，则自干扰信道的分布符合独立同分布的莱斯分布。

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,2}=\frac{E_s|{g_{k,2}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}1}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,2}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}1}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},1}\right|}^2}$

其中，

为均衡矩阵G_i的第k列，

表示矩阵H_FD1的第k行，

表示矩阵H_FD2的第k行，H_Ik，i表示矩阵H_I,i的第k行，N₀表示高斯白噪声的单边功率谱密度，i∈(1,2)。

优选的，采用迫零接收机，则所述均衡矩阵G_i为H_FDi的伪逆矩阵，则步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k,1的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,1}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)\frac{E_s}{n\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\&CenterDot;n[H_{I,1}^{*}\&CenterDot;H_{I,1}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}1}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}1}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},$ λ_min(H_FD2)为矩阵H_FD2的最小特征值，kk表示任一；

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,2}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)\frac{E_s}{m\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\&CenterDot;m[H_{I,2}^{*}\&CenterDot;H_{I,2}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}2}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}2}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},$ λ_min(H_FD1)为矩阵H_FD1的最小特征值，kk表示任一。

优选的，所述步骤S4中的天线选择准则为：

计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的G₁,G₂，选出所有天线配对最小的SINR_min中最大的SINR_min所对应的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的λ_min(H_FD1)和λ_min(H_FD2)最小的一个，计算其所对应的SINR_min，选取使SINR_min最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的信道容量，选出能使容量最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案，所述容量计算公式为：

其中，I_m、I_n代表m阶和n阶单位矩阵，ρ代表端点A/B的接收天线平均信噪比。

本发明通过提供一种MIMO***中全双工天线的选择方法，结合全双工天线技术以及MIMO技术各自的优势，从所有可能的天线搭配中选出具有增益的方案，提高信道容量，使数据传输速率得以提升，从而改善通信效果，提高***的整体性能。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (8)

1.一种MIMO***中全双工天线的选择方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、在全双工天线***中，对通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道；

S2、分别对所述通信两端各自的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；

S3、当所述通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰信道分布满足独立同分布的莱斯分布时，计算所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比；

S4、以所述通信两端各自发送天线的后处理信号与干扰加噪声比为基础，基于天线选择准则，遍历所述通信两端之间所有的天线配对，确定最终的天线搭配方案。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S1进一步包括计算通信两端各自的接收天线分别对应的自干扰消除系数，所述自干扰消除系数为通信两端各自的接收天线分别进行自干扰消除后的信道能量与进行自干扰消除前的信道能量的比值，所述干扰消除系数随采取的自干扰消除模式而定。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤S1进一步包括：

S11、在全双工天线***中，获取端点A/B之间的信道矩阵H_HD，所述端点A包括m个全双工射频通道，所述端点B包括n个全双工射频通道，所述端点A/B为全双工天线***中的通信双方；

S12、分别获取端点A发送到端点B的信道矩阵H_FD1和端点B发送到端点A的信道矩阵H_FD2；

S13、对端点A/B的接收天线分别进行自干扰消除，获得相应的自干扰信道H_I，1和H_I，2，计算端点A/B的接收天线其对应的自干扰消除系数β₁和β₂。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤S13进一步包括：

当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC，i≥0,则需要对端点A/B的接收天线同时进行数字和模拟干扰消除，则：

${\mathrm{\&beta;}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{ACDC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\&Element;\left(\mathrm{1,2}\right)$

当对端点A/B的接收天线分别进行数字干扰消除时，若β_DC,i<0，则只需要对端点A/B的接收天线进行模拟干扰消除，则

${\mathrm{\&beta;}}_i=\frac{E\left[{\left|(H_{I,i}-{\hat{H}}_{\mathrm{AC},i})x_i\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{I,i}{x}_i\right|}^2\right]},i\&Element;\left(\mathrm{1,2}\right)$

其中，H_I,i为自干扰信道，

及

为不同自干扰消除模式下对于自干扰信道的估值，x为端点A/B的发送天线所发送的信号。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤S2进一步包括以下步骤：

S21、分别计算端点A/B的接收天线所接收的信号，所述端点A的接收天线所接收的信号Y₁包括端点B发送来的所需信号、端点A发送天线的自干扰信号以及噪声；则

$Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+V_m$

所述端点B的接收天线所接收的信号Y₂包括端点A发送来的所需信号、端点B发送天线的自干扰信号以及噪声;则

$Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{n}}{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+V_n$

其中，E_s表示端点A/B的发送天线在一个符号时间内的发送能量，S_i是端点A/B归一化后的发送信号,H_I，i为自干扰信道，i∈(1,2)；V_m和V_n分别为端点A/B的高斯白噪声，且它的每一行元素独立同分布；

S22、对端点A/B的接收天线所接收的信号进行均衡处理，得到其对应发送天线的后处理信号；其中，端点A发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_1=G_1\&CenterDot;Y_2=\sqrt{\frac{E_s}{m}}{G}_1{H}_{\mathrm{FD}1}\&CenterDot;S_1+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_2{E}_s}{n}}{G}_1{H}_{I,2}\&CenterDot;S_2+G_1{V}_n$

端点B发送天线的后处理信号

为：

${\tilde{S}}_2=G_2\&CenterDot;Y_1=\sqrt{\frac{E_s}{n}}{G}_2{H}_{\mathrm{FD}2}\&CenterDot;S_2+\sqrt{\frac{{\mathrm{\&beta;}}_1{E}_s}{m}}{G}_2{H}_{I,1}\&CenterDot;S_1+G_2{V}_m$

其中，G_i为均衡矩阵，i∈(1,2)。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，1的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,1}=\frac{E_s|{g_{k,1}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}2}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,1}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}2}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,1}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},2}\right|}^2}$

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式为：

${\mathrm{SINR}}_{k,2}=\frac{E_s|{g_{k,2}^{*}{H}_k^{\mathrm{FD}1}|}^2}{{\mathrm{nN}}_0{{\left|\right|g}_{k,2}\left|\right|}^2+E_s\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_j^{\mathrm{FD}1}\right|}^2+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\frac{m}{n}\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{k,2}^{*}{H}_{\mathrm{Ij},1}\right|}^2}$

其中，

为均衡矩阵G_i的第k列，

表示矩阵H_FD1的第k行，

表示矩阵H_FD2的第k行，H_Ik,i表示矩阵H_I,i的第k行，N₀表示高斯白噪声的单边功率谱密度，i∈(1,2)。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述均衡矩阵G_i为H_FDi的伪逆矩阵，则步骤S3中所述端点A发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，1的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,1}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)\frac{E_s}{n\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_2\&CenterDot;E_s\&CenterDot;n[H_{I,1}^{*}\&CenterDot;H_{I,1}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}1}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}1}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},$ λ_min(H_FD2)为矩阵H_FD2的最小特征值，kk表示任一；

端点B发送天线的后处理信号与干扰加噪声比SINR_k，2的计算公式简化为：

${\mathrm{SINR}}_{\min ,2}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H_{\mathrm{FD}1}\right)\frac{E_s}{m\&CenterDot;N_0+{\mathrm{\&beta;}}_1\&CenterDot;E_s\&CenterDot;m[H_{I,2}^{*}\&CenterDot;H_{I,2}]}$

其中， ${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^{-2}\left(H_{\mathrm{FD}2}\right)=\underset{k}{\max }{[H_{\mathrm{FD}2}^{*}\&CenterDot;H_{\mathrm{FD}2}]}_{\mathrm{kk}}^{-1},$ λ_min(H_FD1)为矩阵H_FD1的最小特征值，kk表示任一。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述步骤S4中的天线选择准则为：

计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的G₁,G₂，选出所有天线配对最小的SINR_min中最大的SINR_min所对应的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的λ_min(H_FD1)和λ_min(H_FD2)最小的一个，计算其所对应的SINR_min，选取使SINR_min最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案；

或计算所述端点A和端点B之间所有天线配对对应的信道容量，选出能使容量最大的H_FD1,H_FD2为最终的天线搭配方案，所述容量计算公式为：

其中，I_m、I_n代表m阶和n阶单位矩阵，ρ代表端点A/B的接收天线平均信噪比。

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