CN103107720A

CN103107720A - 一种三电感双Buck逆变器

Info

Publication number: CN103107720A
Application number: CN2012103377509A
Authority: CN
Inventors: 张方华; ***; 肖旭
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2012-09-05
Filing date: 2012-09-05
Publication date: 2013-05-15
Anticipated expiration: 2032-09-05
Also published as: CN103107720B

Abstract

一种三电感双Buck逆变器，由两个开关管，两个二极管，两个直流滤波电感，一个交流滤波电感，两个输入电容，一个输出滤波电容组成。该变换器由开关管S₁、二极管D₁依次串联构成第一桥臂，由二极管D₂、开关管S₂依次串联构成第二桥臂；直流滤波电感L_dc1、L_dc2跨接在两桥臂中点间，L_dc1、L_dc2公共端接交流滤波电感L_ac，L_ac另一端接滤波电容C_f及负载R。该变换器的优点是：大大减小了传统双Buck逆变器的输出滤波电感值，使变换器整体的体积、重量大为减小，有利于变换器的高功率密度、高可靠性集成。本发明同时适用于由上述三电感双Buck逆变器构成的组合式三相逆变器和级联多电平逆变器及其相应的控制方式。所涉及的逆变电路及控制方法在UPS、航空电源、风能及太阳能发电等场合有很好的应用前景。

Description

一种三电感双Buck逆变器

技术领域

本发明公布了一种三电感双Buck逆变器，属电力电子变换器。

背景技术

随着能源危机的日益加剧，太阳能、风能、燃料电池等新能源受到越来越多的关注。如何将这些能源变换为可利用的交直流电是当前研究的热点；分布式发电***被广泛应用于这样的场合，分布式***通常需要采用DC/DC+DC/AC的两级式结构：前级DC/DC完成逆变器输入输出电压匹配及电气隔离；后级DC/AC完成直交转换并给终端负载供电。而逆变器作为***的重要组成部分，直接决定着输出电能质量；高可靠性、高功率密度和高效率是衡量逆变器性能的重要指标。传统双Buck逆变器由于具有无桥臂直通、可靠性高、输出波形质量好、效率高等优点被广泛应用于高可靠性场合；但是由于需要两个独立的输出滤波电感且每个电感仅工作半个周期，磁性元件利用率低，***体积重量大，影响了双Buck逆变器的应用。

目前，针对双Buck逆变器磁性元件利用率低的缺点主要的解决方法有如下几种：

(1)共用磁芯直接耦合方案。这种方法是通过直接将两个电感绕组耦合到一个磁芯上。根据同名端连接不同，又分为两种耦合方式。这种方案的优点是电感耦合比较简单；但是由于两个电感存在耦合关系，在其中一个绕组上施加电压时会在另一个绕组上产生一个根据匝比关系对应的电压。由于实际绕制的电感不可能保证两个绕组对应的电感值完全对称，会在电路产生不可预测的环流。而且环流对应的回路中阻抗很小，很小的电压差即可产生很大的环流电流。环流的存在将严重影响电路工作的可靠性和整机效率。

(2)双磁芯四绕组方案。将每个电感绕组平均分绕在两个磁芯上，每个电感的感值为原电感的一半，将其中一个电感绕组同名端相连，另一个电感则异名端相连。假设两个磁芯任何时候参数都相等(理想情况)，则在匝数相等的条件下，两个电感可以实现完全解耦，即在一个电感上施加电压，另一个电感上感应的电压值为零。但是，实际上两个磁芯的工作状态不可能保证完全相同，如两个磁芯本身参数(磁导率等)就不可能完全相等，导致一个电感的两半绕组电压不同，在非工作的一路电感上感应有电压，导致存在环流的可能。且磁导率等磁芯参数随着温度等环境条件影响较大，故难以保证非工作电感感应电压为零。因此也存在方案(1)所述的环流。

(3)共用磁芯完全解耦磁集成方案。这种方案针对EE型磁芯，把传统双Buck逆变器的电感L1绕在中柱上，电感L2则均分成两部分，分别绕在磁芯的两个侧柱上。在其中一个电感上施加电压工作时，另外一个电感由于磁通抵消不会产生感应电压，因此两者都不会相互影响，是完全解耦的。但事实上该方案并没有减小双Buck逆变器所需的电感值，虽然提高了磁芯的使用率但是所需的磁芯的型号将会增大，因此并不能真正的减小电感的体积和重量。

发明内容

本发明的目的在于，针对传统双Buck逆变器滤波电感体积重量大的缺点，提出了一种三电感双Buck逆变器，在不降低逆变器效率的基础上，有效的减小了双Buck逆变器的电感值，提高了磁性元件利用率，实现了高功率密度。

实现上述目的的三电感双Buck逆变器由两个开关管，两个二极管，两个直流滤波电感，一个交流滤波电感，两个输入电容，一个输出滤波电容组成。该变换器由开关管S₁、二极管D₁依次串联构成第一桥臂，由二极管D₂、开关管S₂依次串联构成第二桥臂；直流滤波电感L_dc1、L_dc2跨接在两桥臂中点间，L_dc1、L_dc2公共端接交流滤波电感L_ac，L_ac另一端接滤波电容C_f及负载R。其特征在于：

将传统双Buck逆变器的两个独立电感变换为两个直流滤波电感L_dc1、L_dc2利一个交流滤波电感L_ac来替代。提高了双Buck逆变器电感的利用率，减小了总的电感值。

本发明提出的三电感双Buck逆变器有如下优点：

1)保留了传统双Buck逆变器的优点；

2)三电感双Buck逆变器的电感值小，提高了磁性元件利用率，减轻了***的体积重量，降低了***的成本；

附图说明

图1为本发明的三电感双Buck逆变器实施示意图。

图2为传统双Buck逆变器的实施示意图。

图3为本发明的三电感双Buck逆变器工作模态示意图。

图4从上之下依次为具体实施中三电感双Buck逆变器的输出电压V_out，直流滤波电感L_dc1、L_dc2的电流i_L1、i_L2及交流滤波电感L_ac的电流i_L。

图5从上之下依次为具体实施中三电感双Buck逆变器开关管S₁、S₂的占空比d₁、d₂，开关管S₂两端电压V_{_ds2}及二极管D₂两端电压V_{_d2}。

图6上之下依次为具体实施中三电感双Buck逆变器开关管S₁、S₂的占空比d₁、d₂，流过二极管D₂电流id2及开关管S₂体二极管的电流id4。

图7为本发明的三电感双Buck逆变器的第一桥臂开关管S₁由开关管S₁和二极管串联组成的单元替代，第二桥臂开关管S₂由开关管S₂和二极管串联组成的单元替代的实施示意图。

图8为本发明的三电感双Buck逆变器在输出功率为1kVA场合应用时，直流滤波电感L_dc1、L_dc2和交流滤波电感L_ac的实物图。

图9为本发明的三路三电感双Buck逆变器分别作为A、B和C三相，组合成的三相逆变器实施示意图。

图10为本发明的三电感双Buck逆变器构成的级联多电平逆变器实施示意图。

图11为本发明的三电感双Buck逆变器及变换而成的逆变器的SPWM控制框图。

图12为本发明的三电感双Buck逆变器及变换而成的逆变器的滞环控制框图。

图13为本发明的三电感双Buck逆变器构成的级联多电平逆变器的控制框图。

具体实施方式

以下结合具体实施方式并对照附图，对本发明做进一步说明。

图1为三电感双Buck逆变器电路。

当逆变器电感L_dc1电流为正时，逆变器分为以下四个工作模态，其中电感电流方向如图1所示：

模态1：开关管S₁导通时，由于开关管S₂和二极管D₂寄生电容C_s2、C_d2的存在，C_s2经输入电源U_in、直流滤波电感L_dc1、L_dc2和C_d2回路进行充电，C_d2经直流滤波电感L_dc1、L_dc2和C_s2回路进行放电，i_ldc1、i_ldc2电流正向谐振上升，C_s2两端电压上升，C_d2两端电压下降。直至C_d2两端电压下降为零时该工作模态结束，由于交流滤波电感L_ac值较大，电流线性上升。

模态2：当C_d2两端电压下降为零后，D₂自然导通；此时，S₁依然导通，S₂和D₁均关断，i_Ldc1、i_Lac、正向线性增加，i_ldc2正向线性减小。

模态3：D₁导通时，S₁、S₂和D₂均关断，由于开关管S₂和二极管D₂寄生电容C_s2、C_d2的存在，C_d2经输入电源U_m、直流滤波电感L_dc1、L_dc2和D₁形成的回路进行充电，C_s2经直流滤波电感L_dc1、L_dc2和D₁回路进行放电，i_ldc1电流谐振下降，i_ldc2电流反向谐振下降，C_d2两端电压上升，C_s2两端电压下降。直至C_s2两端电压下降为零时该工作模态结束。

模态4：当C_s2两端电压下降为零后，S₂的体二极管D_s2自然导通；此时，D₁依然导通，S₂和S₁均关断，C₂充电，i_Ldc1、i_Lac正向线性减小，i_ldc2反向线性减小。

当逆变器电感L_dc2电流为负时，工作模态也分为四个模态，与正半周期时相同。

为了说明三电感双Buck逆变器可以减小磁芯尺寸，现简要分析如下：

设传统双Buck逆变器每个电感所需感值为L，流过的最大电流幅值为I_p，有效值为I_o，取电流密度为j_max，最大工作磁密为B_max，电感匝数为N，窗口系数为K_u，则传统双Buck逆变器每个电感所需的磁芯尺寸为：

S = \frac{L \cdot I_{p}}{N \cdot B_{\max}}

Q = \frac{N \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u}}

SQ = S \times Q = \frac{L \cdot I_{p} \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

由于需要两只相同的独立电感，则所需的总磁芯尺寸为：

SQ = \frac{2 \cdot L \cdot I_{p} \cdot I}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

设三电感双Buck逆变器的直流滤波电感值为L_dc1＝L_dc2＝L_dc，交流滤波电感值为L_ac，流过直流滤波电感的最大电流幅值为I_p，有效值为I_o，电感匝数为N_dc；流过交流滤波电感的最大电流幅值为I_p，有效值为

取电流密度为j_max，最大工作磁密为B_max，电感匝数为N_ac，则三电感双Buck逆变器每个直流滤波电感所需的磁芯尺寸为：

S_{dc} = \frac{L_{dc} \cdot I_{p}}{N_{dc} \cdot B_{\max}}

Q_{dc} = \frac{N_{dc} \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u}}

SQ = S_{dc} \times Q_{dc} = \frac{L_{dc} \cdot I_{p} \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

由于需要两只相同的直流滤波电感，则所需的总磁芯尺寸为：

SQ = \frac{2 \cdot L_{dc} \cdot I_{p} \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

三电感双Buck逆变器交流滤波电感所需的磁芯尺寸为：

S_{ac} = \frac{L_{ac} \cdot I_{p}}{N_{ac} \cdot B_{\max}}

Q_{ac} = \frac{N_{ac} \cdot \sqrt{2} I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u}}

SQ = S_{ac} \times Q_{ac} = \frac{L_{ac} \cdot I_{p} \cdot \sqrt{2} I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

则三电感双Buck逆变器所需的总磁芯尺寸为：

SQ = \frac{2 \cdot L_{dc} \cdot I_{p} \cdot I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}} + \frac{L_{ac} \cdot I_{p} \cdot \sqrt{2} I_{o}}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}} = \frac{I_{p} \cdot I_{o} \cdot (2 \cdot L_{dc} + \sqrt{2} L_{ac})}{j_{\max} \cdot K_{u} \cdot B_{\max}}

由于电感值满足L_dc1+L_ac≤L的条件，则两种情况下总的电感值始终满足

的关系；所以三电感双Buck逆变器的SQ值恒小于传统双Buck逆变器的SQ值。因此采用三电感双Buck逆变器可以提高磁芯利用率，实现高功率密度。

本发明的三电感双Buck逆变器的实施方式还可以有：

1.本发明的三电感双Buck逆变器，第一桥臂的开关管S₁可以由开关管S₁和二极管串联组成的单元替代，第二桥臂的开关管S₂可以由开关管S₂和二极管串联组成的单元替代。

2.本发明的三电感双Buck逆变器中的直流滤波电感L_dc1、L_dc2可以采用耦合电感实现。

3.本发明的三电感双Buck逆变器组合成三相逆变器，采用三路三电感双Buck逆变器分别作为A、B和C三相；三相共用直流母线电压U_In，且三相共用直流输入侧两电容C₁、C₂的公共点形成中点。

4.本发明的三电感双Buck逆变器构成的级联多电平逆变器，将N路三电感双Buck逆变器的输出端首尾顺次相连构成，N为大于等于2的自然数。

针对上述的三电感双Buck逆变器及其组合变换而成的各种形式的逆变器给出相应的控制方法，对照附图的控制原理框图给出的具体工作原理如下：

附图的控制原理框图给出的具体工作原理如下：

1.三电感双Buck逆变器及实施方式中的1、2、3和4逆变器的SPWM控制方法，其工作原理是：逆变器输出电压与电压基准比较产生的误差信号作为电流给定，采样交流滤波电感L_ac的电流与电流基准比较得到电流误差信号，电流误差信号与三角载波分别接入比较器2的同相端和反相端；电压环的输出接比较器1的反相端，比较器1的同相端接地。比较器1的输出和比较器2的输出经一个与门得到开关管电S₂的PWM驱动。比较器1的输出和比较器2的输出分别取反后经一个与门得到开关管电S₁的PWM驱动。

2.三电感双Buck逆变器及实施方式中的1、2、3和4逆变器的滞环控制方法，其工作原理是：逆变器输出电压与电压基准比较产生的误差信号作为电流给定；采样交流滤波电感L_ac电流的正半周期输入滞环比较器1的反相端，电流给定输入滞环比较器1的同相端，得到开关管电S₁的PWM驱动；采样交流滤波电感电流L_ac的负半周期输入滞环比较器2的同相端，电流给定输入滞环比较器2的反相端，得到开关管电S₂的PWM驱动。

3.三电感双Buck逆变器构成的级联多电平逆变器的控制方法，其工作原理是：逆变器输出电压与电压基准经电压调节器得到的误差信号u_e作为电流给定；采样交流滤波电感L_ac电流与电流给定经电流调节器得到误差信号i_e；i_e分别与N路相移相位角2π/N的三角波相比较；N路比较器的输出经逻辑电路后，得到各个开关管的PWM驱动。

需要指出的是，相对于传统的双Buck逆变器，本发明的三电感双Buck逆变器通过增加一只交流滤波电感来滤除各次谐波保证逆变器的输出电压波形质量；同时将仅半周期工作的滤波电感用直流滤波电感来替代，从根本上减小了双Buck逆变器总的滤波电感值，提高了磁性元件的利用率。其控制方法中，仅需要采样交流滤波电感L_ac的电流即可，简化了控制电路。

以上是对本发明所做的进一步详细说明，不能认定本方面的具体实施仅限于这些说明。对本发明所述技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出的若干变换和等效，且性能和用途相同，都应当视为属本发明的保护范围。

Claims

1.一种三电感双Buck逆变器，其特征在于：该变换器由开关管S₁、二极管D₁依次串联构成第一桥臂，由二极管D₂、开关管S₂依次串联构成第二桥臂；直流滤波电感L_dc1、L_dc2跨接在两桥臂中点间，L_dc1、L_dc2公共端接交流滤波电感L_ac，L_ac另一端接滤波电容C_f及负载R。

2.权利要求1所述的三电感双Buck逆变器，其特征在于所述电路中第一桥臂的开关管S₁由开关管和二极管串联组成的单元替代，第二桥臂的开关管S₂由开关管和二极管串联组成的单元替代。

3.权利要求1、2所述的三电感双Buck逆变器，其特征在于所述电路中直流滤波电感L_dc1、L_dc2采用耦合电感实现。

4.权利要求1、2和3所述的三电感双Buck逆变器组成的三相逆变器，其特征在于采用三个三电感双Buck逆变器分别作为A、B和C三相；三相共用直流母线电压U_m，且三相共用直流输入侧电容C₁、C₂的公共点形成中点，组合成三相逆变器。

5.权利要求1、2、3和4所述逆变器的控制方法，其特征在于：逆变器输出电压与电压基准比较产生的误差信号作为电流基准；采样交流滤波电感L_ac电流与电流基准比较得到电流误差信号，电流误差信号与三角载波交截得到PWM信号驱动开关管。

6.权利要求1、2、3和4所述逆变器的控制方法，其特征在于：逆变器输出电压与电压基准比较产生的误差信号作为电流基准，采样交流滤波电感L_ac电流与电流基准经滞环比较器比较得到PWM信号驱动开关管。

7.权利要求1、2和3所述的三电感双Buck逆变器构成的级联多电平逆变器，其特征在于将N路三电感双Buck逆变器的输出端首尾顺次相连构成，N为大于等于2的自然数。

8.权利要求7所述的级联多电平逆变器的控制方法，其特征在于：逆变器输出电压与电压基准比较产生的误差信号作为电流基准，采样交流滤波电感L_ac电流与电流基准比较得到电流误差信号；电流误差信号与N路三角载波交截得到N路三电感双Buck逆变器的PWM驱动信号，其中N路三角载波依次互差2π/N度。