CN103066878B - 模块化多电平变流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种模块化多电平变流器的控制方法，采用电容电压的实际值调制方法，并在桥臂共模电流中加入与输出电压同频的分量，所加入的电流分量满足表达式：式中：表示交流侧输出电压给定值，k由上桥臂与下桥臂模块电容电压平均值的偏差大小决定，在实际算法中采用PI调节器控制得到。

Description

模块化多电平变流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种多电平电力电子变流器的控制方法。

背景技术

模块化多电平变流器（Modular Multilevel Converter，MMC）是最近几年获得广泛关注的一种新型电力电子变流器，最早是由德国的A.Lesnicar和R.Marquardt在2002年左右提出的。模块化多电平变流器功率单元模块化且可以级联的结构决定了其特别适用于中压到高压电力电子变流的应用场合。

三相模块化多电平变流器的基本拓扑结构如图1所示，由三相六个桥臂构成，每相有上下两个桥臂。每个桥臂分别由一个桥臂电感和若干个结构相同的子模块级联而成。每个模块包括两个带反并联二极管的电力电子开关器件与一个直流电容。

模块化多电平变流器各相交流侧电流等于上下桥臂电流之差，桥臂电流为实际通过开关器件的电流。对变流器单相桥臂电流进行分析，可分解为两部分：

i_{up_y}＝i_{com_y}+i_{dif_y}

i_{down_y}＝i_{com_y}-i_{dif_y}

其中i_{com_y}表示桥臂电流共模分量，i_{dif_y}表示桥臂电流差模分量，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相。

（1）由直流侧流入上桥臂，不通过交流侧直接流入下桥臂，最后流回到直流侧的上下桥臂共模分量i_{com_y}，此部分完成直流侧与变流器上下桥臂子模块电容的能量交换，其可表达为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2

其中i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相。

（2）由上下桥臂分别流入交流侧，不通过另外一个桥臂的上下桥臂差模分量i_{dif_y}，此部分完成变流器上下桥臂子模块电容与交流侧的能量交换，其可表达为：

i_{dif_y}＝(i_{up_y}-i_{down_y})/2＝i_{out_y}/2

其中i_{out_y}表示交流侧电流瞬时值，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相。

在运行过程中，控制各模块开关器件的开通与关断，可使得各模块的直流电容接入桥臂中或被旁路。通过控制直流电容的接入或旁路，能够控制各桥臂电压，从而控制交流侧电压。

模块化多电平变流器，各模块直流电容在初始时刻会被充电到一个固定电位在运行过程中当直流电容接入桥臂时，桥臂电流将会给该电容充放电，使得电容上的电位偏离即有：

$u_{\mathrm{cap}\_j}\left(t\right)=U_{\mathrm{cap}}^{*}+{\∫}_0^t{s}_j\left(\mathrm{\τ}\right)i_j\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

其中u_{cap_j}(t)表示各模块直流电容瞬时电压值；s_j(τ)表示各模块的开关函数，当模块中直流电容被接入桥臂时该函数值为1，当模块中直流电容被旁路时，该函数值为0；i_j(τ)表示各模块所在桥臂中流过的桥臂电流。

由于变流器交流侧电压是由桥臂电压决定的，而桥臂电压又是由各直流电容电压支撑得到的，因此为了使得变流器能够正常的运行，要求在运行过程中，各模块直流电容电压能够实现一种动态的平衡，不能大幅度的偏离U₀，通常要求偏离幅度不超过±10%U₀。一旦变流器模块直流电容电压平衡无法得到解决，将直接导致变流器无法正常运行。

针对该问题，现阶段各国专家学者也都进行了一些分析。各模块直流电容电压平衡问题，可以归结为各模块直流电容在充放电的过程中能量平衡的问题，该问题可以分为两个子问题分别进行解决。

1.桥臂内各模块直流电容能量平衡问题；

2.桥臂间能量平衡问题。

针对问题1，文献“A New AC/AC Multilevel Converter Family”提出了一种解决方法。周期测量每个桥臂各个SM子模块直流电容电压的大小和各桥臂电流的方向，并将其进行分类，将测量的电容电压大小按照从小到大的顺序进行排列，然后根据算法所得到的桥臂电平数和桥臂电流方向对各SM子模块进行控制。如果桥臂电流使得各子模块电容充电，那么选取电容电压较小的子模块开通；如果桥臂电流使得各子模块电容放电，那么选取电容电压值较大的子模块开通。从文献中所给出的仿真和实验波形可以看出，该方法较好的解决了该问题，实现了桥臂内电容电压平衡问题，在以下分析时均假设各桥臂内各模块电容电压相等。

针对问题2，事实上现阶段常用的调制方法均可以自平衡的解决该问题。现阶段常用的调制方法主要有电压逼近法、载波移相法等，在这些调制方法均存在一个基本假设，即各模块电容的电压是固定值下面以电压逼近法为例说明这类调制方法是如何实现桥臂间能量平衡的。

例如根据控制需求，输出电压给定值为（y=a,b,c表示A,B,C三相）。则上下桥臂电压给定值分别为其满足下面的公式

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}$

$u_{\mathrm{down}\_y}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}$

其中U_dc表示直流侧电压。

根据电压逼近法，可以得到上桥臂与下桥臂在控制周期内所需开通模块个数N_{up_y}，N_{down_y}

$N_{\mathrm{up}\_y}=u_{\mathrm{up}\_y}^{*}/U_{\mathrm{cap}}^{*}$

$N_{\mathrm{down}\_y}=u_{\mathrm{down}\_y}^{*}/U_{\mathrm{cap}}^{*}$

根据N_{up_y}与N_{down_y}可以生成各模块的控制脉冲。

然而，实际上由于电容电压的波动的存在，桥臂实际电压将偏离桥臂给定电压。设定上、下桥臂模块电容电压u_{cap_up_y}，u_{cap_down_y}可以表示为：

$u_{\mathrm{cap}\_\mathrm{up}\_y}=U_{\mathrm{cap}}^{*}+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{up}\_y}$

$u_{\mathrm{cap}\_\mathrm{down}\_y}=U_{\mathrm{cap}}^{*}+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{down}\_y}$

其中ε_{cap_up_y}和ε_{cap_down_y}分别表示上桥臂和下桥臂模块电容电压波动函数。

那么上桥臂与下桥臂实际电压可以表示为：

$u_{\mathrm{up}\_y}=u_{\mathrm{up}\_y}^{*}(1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{up}\_y}}{U_{\mathrm{cap}}^{*}})$

$u_{\mathrm{down}\_y}=u_{\mathrm{down}\_y}^{*}(1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{down}\_y}}{U_{\mathrm{cap}}^{*}})$

图2表示模块化多电平变流器的单相简化图，图中L表示负载等效电感、R表示负载等效电阻，L_bridge表示负载电感，由该图可以列出电流电压关系方程：

${2L}_{\mathrm{bridge}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{com}\_y}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{dc}}-u_{\mathrm{up}\_y}-u_{\mathrm{down}\_y}$

$u_{\mathrm{out}}=-\frac{1}{2}(u_{\mathrm{up}\_y}-u_{\mathrm{down}\_y})=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{out}\_y}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{out}\_y}$

现假设上桥臂出现一个较大的扰动，而下桥臂模块电压仍等于模块给定电压（需要说明的是，这里只是为了分析方便而提出的假设，实际上上下模块电压波动始终都是存在的。）例如：

ε_{cap_up_y}＞0

ε_{cap_down_y}＝0

那么根据以上公式可知由于模块电压波动将使得桥臂电流共模分量比稳态偏小，输出电流也比稳态偏小，那么必然会导致上桥臂电流比稳态偏小，而下桥臂电流则无与稳态无太大变化。由于桥臂电流的充放电作用，上桥臂电流比稳态偏小的那部分将使得上桥臂电容放电，也就使得上桥臂电容电压回到给定值。

由以上分析可知采用现阶段常规调制算法，桥臂模块电容电压具有自平衡性，可以达到桥臂间能量的平衡。

但是分析输出电压可以看出该方法也存在严重的问题，

$u_{\mathrm{out}}=-\frac{1}{2}(u_{\mathrm{up}\_y}-u_{\mathrm{down}\_y})=u_{\mathrm{out}}^{*}-\frac{1}{2}(u_{\mathrm{up}\_y}^{*}\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{up}\_y}}{U_{\mathrm{cap}}^{*}}-u_{\mathrm{down}\_y}^{*}\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{cap}\_\mathrm{down}\_y}}{U_{\mathrm{cap}}^{*}})$

从上式可知输出电压中将含有模块电容电压波动分量，当模块电容电压波动相对于输出电压不是很小时，输出电压将出现严重畸变。

从以上分析可以看出现阶段常规调制方法，能够使得桥臂间模块电容电压具有自平衡性（即抗扰性），当模块电容电压出现扰动是能够回归初始状态，然而该方法在模块电容电压波动严重时将使得输出电压出现严重畸变。

发明内容

本发明的目的是解决模块化多电平变流器采用现有调制方法输出电压受模块电压波动的问题，提出一种实际值调制方法。并在桥臂共模电流中加入与输出电压同频的分量，使得本发明的方法同样具有原有调制方法的模块电容电压抗扰性。

本发明采用的电容电压的实际值调制算法主要有以下两个步骤。

（1）将模块化多电平变流器桥臂中的子模块直流电容电压排序。周期测量模块化多电平变流器的每个桥臂中，各个子模块直流电容电压的大小和各桥臂电流的方向，将测量的电容电压大小按照从小到大的顺序进行排列，结果为U_c1,U_c2…,U_cn；

（2）根据模块化多电平变流器桥臂电流方向及模块电容电压采样值确定各模块的开关函数，如果电流大于0，则选择直流电容电压较小的子模块开通，若桥臂给定电压为若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{k+1}{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则将前k级子模块开通，即其开关函数为S(1,2…,k)＝1；第k+1级子模块处于脉宽调制态，其开关函数为 $S(k+1)=\frac{u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}}{U_{c(k+1)}};$

如果电流小于0，则选择选择直流电容电压较大的子模块开通，若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k}^n{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k-1}^n{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则后k级子模块处于开通状态，其开关函数为S(k,k+1…,n)＝1；第k-1级模块处于PWM状态，最后通过各子模块的开关函数得到各开关管的触发脉冲。

为了不破坏原有调制算法所具有的桥臂间电压抗扰性的优点，本发明在桥臂共模电流中加入输出电压同频分量。所加入的电流分量满足以下表达式：

$\tilde{I}=k{u}_{\mathrm{out}\_y}^{*}$

式中：表示交流侧输出电压给定值，k由上桥臂与下桥臂模块电压平均值的偏差大小决定，在实际算法中由PI调节器得到。

加入该分量后，上下桥臂的瞬时功率分别为：

$=(\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}{i}_{\mathrm{com}\_y}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}\frac{i_{\mathrm{out}\_y}}{2}+k\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}{u}_{\mathrm{out}\_y}^{*})\&PlusMinus;(\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}\frac{i_{\mathrm{out}\_y}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}{i}_{\mathrm{com}\_y})$

其中i_{com_y}表示桥臂电流共模分量，i_{out_y}表示输出电流，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相。

由上式可知，上下桥臂瞬时功率中分别加入了相反的直流分量，从而可以根据模块电压偏差调节上下桥臂模块电容电压的平衡。

本发明控制方法步骤如下：

（1）测量模块化多电平变流器每相上、下桥臂电流，计算模块化多电平变流器交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}=i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相；

（2）计算桥臂电流共模分量给定值桥臂电流共模分量给定值的表达式为： $i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{u_{\mathrm{out}\_y}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_y}}{U_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，表示交流侧给定电压，i_{out_y}交流侧电流的瞬时值；

（3）计算模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各直流子模块电压的平均值，将上桥臂电容电压平均值与下桥臂容电压平均值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果k再乘以模块化多电平变流器交流侧给定电压得到的结果作为桥臂电流共模分量的第一部分修正，加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（4）将模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的第二部分修正，加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（5）根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2；

（6）将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_up+u_down)；

（7）根据模块化多电平变流器交流侧给定电压值、直流母线电压以及桥臂电压修正值，计算出上桥臂的给定电压和下桥臂的给定电压表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

$u_{\mathrm{down}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

（8）将步骤（7）得到的上桥臂给定电压及下桥臂给定电压送入所述的电容电压的实际值调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件。

附图说明

图1三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图；

图2模块化多电平变流器单相简化示意图；

图3本发明控制方法示意图；

图4应用本发明控制方法实验波形图。

具体实施方式

下面将结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

图1是三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图。所述的变流器每相由上下两个桥臂和交流电抗器依次串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块SM串联构成。每个子模块SM由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联而成。通过控制电力电子开关器件的导通与关断，各子模块SM两端可输出电压0或电容电压，设定子模块SM输出电压0时，认定该子模块导通，当子模块SM输出电容电压值时，认定该子模块关断。那么通过控制各子模块SM的导通与关断即可实现直流电压到交流电压的变换。

图2是模块化多电平变流器单相简化示意图，各桥臂串联模块可以等效为可调电压源，通过调节桥臂内各子模块的导通关断，即可控制该可调电压源的实际值。图中U_dc表示直流侧母线电压，上、下桥臂电流分别为i_{up_y}和i_{down_y}，下标up和down分别表示上桥臂和下桥臂；下标j=a,b,c，分别表示a，b，c三相。直流子模块级联而成的上、下桥臂电压分别为u_{up_y}和u_{down_y}，下标意义同上。相电流分别为i_{out_y}。L_bridge表示桥臂电感，R、L表示等效负载。

如图3所示，本发明提出的变流器低频控制方法包括以下步骤：

（1）测量模块化多电平变流器每相上、下桥臂电流，计算交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}=i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y=a,b,c，分别表示A、B、C三相；

（2）计算桥臂电流共模分量给定值桥臂电流共模分量给定值的表达式为： $i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{u_{\mathrm{out}\_y}^{*}{i}_{\mathrm{out}\_y}}{U_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，表示交流侧给定电压，i_outy交流侧电流的瞬时值；

（3）计算模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各直流子模块电压的平均值，将上桥臂电容电压平均值与下桥臂电容电压平均值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果k再乘以模块化多电平变流器交流侧给定电压得到的结果作为桥臂电流共模分量的第一部分修正，加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（4）将模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的第二部分修正，加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（5）根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2；

（6）将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_up+u_down)；

（7）根据模块化多电平变流器交流侧给定电压值、直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上桥臂的给定电压和下桥臂的给定电压表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

$u_{\mathrm{down}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

（8）将步骤（7）得到的上桥臂及下桥臂给定电压送入实际值调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件。

（9）实际值调制算法包括以下两个步骤：

Ⅰ.电容电压排序。周期测量每个桥臂各个SM子模块直流电容电压的大小和各桥臂电流的方向，将测量的电容电压大小按照从小到大的顺序进行排列结果为U_c1,U_c2…,U_cn。

Ⅱ.根据桥臂电流方向，如果电流大于0，则选择电容电压较小的子模块开通，若桥臂给定电压为若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{k+1}{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则将前k级模块开通，即其开关函数为S(1,2…,k)＝1；第k+1级模块处于PWM状态，其开关函数为 $S(k+1)=\frac{u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}}{U_{c(k+1)}};$

如果电流小于0，则选择选择电容电压较大的子模块开通，若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k}^n{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k-1}^n{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则后k级模块处于开通状态，其开关函数为S(k,k+1…,n)＝1；第k-1级模块处于PWM状态，最后通过个模块的开关函数得到各开关管的触发脉冲。

下面结合实施例说明本发明的实施效果，但本发明不受所述具体实施例所限。

实验中，各桥臂由10个模块级联而成，模块电压初始值为1700V，输出线电压有效值给定值为6kV，50Hz，输出负载为30mH、32欧姆。

图4为实验波形，由上到下依次为三相电流i_{out_a},i_{out_b},i_{out_c}、A相桥臂电流i_{up_a},i_{down_a}、A相上桥臂与下桥臂模块电压U_{c_up_a},U_{c_down_a}、A相输出电压u_{out_a}的波形，从图4中可以看出三相输出电流正弦度好，上桥臂与下桥臂模块电压均在1700附近波动，具有抗干扰性。从实验不难看出本发明方法的有效性。

Claims (1)

1.一种模块化多电平变流器的控制方法，其特征在于所述的控制方法采用电容电压的实际值调制方法，并在桥臂共模电流中加入与输出电压同频的分量；

所加入的电流分量满足以下表达式：

$\tilde{I}={\mathrm{ku}}_{\mathrm{out}\_y}^{*}$

式中：表示交流侧输出电压给定值，y＝a,b,c，分别表示A、B、C三相，k由上桥臂与下桥臂模块电压平均值的偏差大小决定，在实际算法中采用PI调节器控制得到；

所述的控制方法包括如下步骤：

(1)测量所述的模块化多电平变流器每相的上、下桥臂电流，计算模块化多电平变流器交流侧瞬时电流i_{out_y}：

i_{out_y}＝i_{up_y}-i_{down_y}

式中：i_{up_y}表示上桥臂电流，i_{down_y}表示下桥臂电流，y＝a,b,c，分别表示A、B、C三相；

(2)计算桥臂电流共模分量给定值桥臂电流共模分量给定值的表达式为：

$i_{\mathrm{com}\_y}^{*}=\frac{u_{\mathrm{out}\_y}^{*}-i_{\mathrm{out}\_y}}{U_{\mathrm{dc}}}$

式中：U_dc表示直流侧母线电压，表示交流侧给定电压，i_{out_y}交流侧电流的瞬时值；

(3)计算上桥臂及下桥臂各直流子模块电压的平均值，将上桥臂电容电压平均值与下桥臂容电压平均值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果k再乘以交流侧给定电压得到的结果作为桥臂电流共模分量的第一部分修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

(4)将上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的第二部分修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

(5)根据上桥臂电流i_{up_y}与下桥臂电流i_{down_y}计算出桥臂电流共模分量的实际值i_{com_y}，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_{com_y}＝(i_{up_y}+i_{down_y})/2；

(6)将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_up+u_down)；

(7)根据模块化多电平变流器交流侧给定电压值、直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上桥臂的给定电压和下桥臂的给定电压表达式为：

$u_{\mathrm{up}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

$u_{\mathrm{down}\_y}^{*}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+u_{\mathrm{out}\_y}^{*}+0.5\&times;\mathrm{\&Delta;}(u_{\mathrm{up}}+u_{\mathrm{down}})$

(8)将步骤(7)得到的上桥臂及下桥臂给定电压送入所述的电容电压的实际值调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件；

所述的电容电压的实际值调制算法包括以下两个步骤：

Ⅰ.电容电压排序：周期测量所述的模块化多电平变流器每个桥臂各个子模块(SM)直流电容电压的大小和各桥臂电流的方向，将测量的电容电压按照从小到大的顺序进行排列，结果为U_c1,U_c2…,U_cn；

Ⅱ.根据桥臂电流方向，如果电流大于0，则选择电容电压较小的子模块(SM)开通，若桥臂给定电压为若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{k+1}{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则将前k级子模块开通，即其开关函数为S(1,2…,k)＝1；第k+1级子模块处于PWM状态，其开关函数为 $S(k+1)=\frac{u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^k{U}_{\mathrm{ci}}}{U_{c(k+1)}};$

如果电流小于0，则选择选择电容电压较大的子模块开通，若同时满足：

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k}^n{U}_{\mathrm{ci}}>0$

$u_{\mathrm{bridge}}^{*}-{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=k-1}^n{U}_{\mathrm{ci}}<0$

则后k级子模块处于开通状态，其开关函数为S(k,k+1…,n)＝1；第k-1级子模块处于PWM状态，最后通过各子模块的开关函数得到各开关器件的控制信号。