CN102970253B - 基于解调参考信号的信道估计装置、方法和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种基于解调参考信号的信道估计装置、方法及接收机，该信道估计装置包括：解码分器，其对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；时频相关处理器，其根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；插值处理器，其根据初步信道估计值、以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。通过本发明实施例，可以考虑到来自其他层的干扰的影响，提高了双选择性信道的性能。

Description

基于解调参考信号的信道估计装置、方法和接收机

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及一种基于解调参考信号的信道估计装置、方法和接收机。

背景技术

在无线通信***中，由于具有良好的抗多径性能和较高的频谱效率，正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)被IEEE 16m以及UMTS-LTE在内的4G和准4G技术采纳为主要的传输技术。

在OFDM***中，为了在接受端进行相干检测，一般采用基于参考信号(RS，Reference Signal)的信道估计技术来追踪信道时域和频域的变化。以LTE***为例，公共参考信号(CRS，Common RS)和专用参考信号(DRS，Dedicated RS)用来进行下行信道估计。对于CRS而言，除了进行支持相干检测以外，还需要用来测量下行信道质量以便进行资源调度和支持链路自适应技术，所以必须在所有可用频带以及所有子帧和天线端口进行发送。而DRS一般被用来支持波束赋型(beamforming)和预编码(precoding)技术，因此相应的DRS只在被调度的资源块(RB，Resource Block)上发送，且发送的数量只同数据流数而非发送天线数成正比。这样相对于CRS，DRS可以节省无线资源以及提升RS上的接收信噪比。

在LTE的Rel.8版本中，DRS被设计为只支持一个层的传输。考虑到DRS的优势，在LTE的后续演进LTE-A Rel.10中，DRS被设计为最多可以支持八层，并改名为解调参考信号(DMRS，Demodulation RS)。对于DMRS，为了支持八层的传输，采用了混合的频分复用(FDM，Frequency Division Multiplexing)和码分复用(CDM，Code Division Multiplexing).而且进一步的，二维的的正交掩码(OCC，OrthogonalCover Code，)被提出来支持层之间的正交性。

但是发明人发现，常用的基于RS的信道估计方法中，传统的对RS进行ZF(ZeroForcing)估计再进行线性插值的方法不能获得检测所需的性能(尤其在低信噪比下)。在基于DMRS的***中，其ZF估计是通过解码分获得的，因此，这种ZF估计是多个信道响应的平均值以及来自其他层的干扰组成的。在信道是静态(时域和频域)的情况下，可以认为来自其他层干扰非常小。但是在双选择性信道的情况下，忽略其他层的干扰会导致比较大的性能损失，因此针对双选择性信道设计适当的信道估计方法是很有必要的。

发明内容

本发明实施例提供一种基于解调参考信号的信道估计装置、方法和接收机，目的在于通过公共参考信号或者信道状态信息参考信号，进行基于解调参考信号的信道估计，提高双选择性信道的性能。

根据本发明实施例的一个方面，提供一种基于解调参考信号的信道估计装置，所述信道估计装置包括：

解码分器，其对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理器，其根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理器，其根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

根据本发明实施例的又一个方面，提供一种基于解调参考信号的信道估计方法，所述信道估计方法包括：

解码分步骤，对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理步骤，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理步骤，根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

根据本发明实施例的又一个方面，提供一种接收机，所述接收机包括如上所述的信道估计装置。

本发明实施例的有益效果在于：根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量，并根据初步信道估计值以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值；由此可以考虑到来自其他层的干扰的影响，提高了双选择性信道的性能。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

图1是本发明实施例的信道估计装置的一个构成示意图；

图2是本发明实施例的信道估计装置的又一构成示意图；

图3是LTE-A***中DMRS一个RB和子帧的结构示意图；

图4是如图3所示的结构中其中一个CDM集合的示意图；

图5是EPA在5HZ下的均方误差性能比较的示意图；

图6是ETU在200HZ下的均方误差性能比较的示意图；

图7是ETU在5HZ下的均方误差性能比较的示意图；

图8是EPA在200HZ下的均方误差性能比较的示意图；

图9是本发明实施例的信道估计方法的一个流程图；

图10是本发明实施例的信道估计方法的又一流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的各种实施方式进行说明。这些实施方式只是示例性的，不是对本发明的限制。为了使本领域的技术人员能够容易地理解本发明的原理和实施方式，本发明的实施方式以LTE-A***为例进行说明。但应该注意的是，本发明的实施方式并不局限于LTE-A***。

本发明提供一种基于解调参考信号的信道估计装置，图1是本发明实施例的信道估计装置的一个构成示意图。如图1所示，该信道估计装置包括：解码分器101、时频相关处理器102和插值处理器103。

其中，解码分器101对解调参考信号DMRS的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；时频相关处理器102根据公共参考信号CRS或者信道状态信息参考信号(CSI-RS，Channel State Information RS)生成用于信道估计的插值向量；插值处理器103根据初步信道估计值、以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

在具体实施时，在接收端，DMRS信号可以被提取出来。解码分器101可以对DMRS的子载波进行ZF估计，然后再进行解码分(De-CDM，De-Code DivisionMultiplexing)。

具体地，假设y为频域接收信号，d为发送的已知的训练序列，则ZF和解码分后对应第i个集合的估计值为：

${\hat{h}}^n\left({\mathrm{\Φ}}_i\right)=\frac{1}{4}\underset{(k_R^i,l_R^i)\∈{\mathrm{\Φ}}_i}{\mathrm{\Σ}}y(k_R^i,l_R^i)/d_n(k_R^i,l_R^i)---\left(1\right)$

在一个实施例中，时频相关器102具体可以包括：时频相关值估计器和插值向量生成器。其中，时频相关值估计器根据CRS或者CSI-RS估计基于DMRS的时域和频域相关值；插值向量生成器根据时域和频域相关值，基于最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)生成插值向量。

其中，该频率相关值表示基于DMRS的频率相关性，该时域相关值表示基于DMRS的时域相关性。基于最小均方误差准则的方法可以被认为是基于RS的最优估计方法，对MMSE的具体实现可以参考现有技术。

在又一个实施例中，还可以对基于DMRS的时域和频域相关值进行调整，进一步提高***的性能。

图2是本发明实施例的信道估计装置的又一构成示意图。如图2所示，时频相关器102具体可以包括：时频相关值估计器201、时频相关值调整器202和插值向量生成器203。

其中，时频相关值估计器201根据CRS或者CSI-RS估计基于DMRS的时域和频域相关值；时频相关值调整器202根据基于DMRS的时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码OCC进行交叉相关，生成调整后的基于DMRS的等效相关值；插值向量生成器203根据基于DMRS的等效相关值，基于MMSE生成插值向量。

在具体实施时，假设是CRS或CSI-RS的第a个载波和第b个OFDM符号上的ZF估计值。则通过时频相关值估计器201可以得到***的时间(间隔b个OFDM符号)和频域相关值(间隔a个子载波)估计值为

$r_f\left(\mathrm{\Δa}\right)=\underset{a=0}{\overset{N_{\mathrm{RS}}}{\mathrm{\Σ}}}\hat{H}(a,b){\hat{H}}^{*}(a+\mathrm{\Δa},b)---\left(2\right)$

$r_t\left(\mathrm{\Δb}\right)=\underset{a=0}{\overset{N_{\mathrm{RS}}}{\mathrm{\Σ}}}\hat{H}(a,b){\hat{H}}^{*}(a,b+\mathrm{\Δb})---\left(3\right)$

其中，通过式(2)可以得到表示频率相关性的频率相关值，通过式(3)可以得到表示时域相关性的时域相关值。

然后，可以生成***任意时频间隔的相关值，其中一种典型做法为反查由下列两种函数生成的表来获得：

$r_f\left(\mathrm{\Δf}\right)=\frac{1}{1+j*2\mathrm{\π}*\mathrm{df}*\mathrm{\Δf}*\mathrm{\τ}}---\left(4\right)$

r_t(Δt)＝F(Δt*fd)    (5)

其中，式(4)中的df为子载波间隔，Δf为***参数，表示载波间间隔，LTE***中可以为15kHz，τ是控制参数。式(5)中的F函数为第一类零阶贝塞尔函数，fd为控制参数。

具体地，τ和fd可以由下列公式估出：

$\mathrm{\τ}=\frac{\frac{1}{r_f\left(\mathrm{\Δa}\right)}-1}{j*2\mathrm{\π}*\mathrm{df}*\mathrm{\Δa}}---\left(6\right)$

$\mathrm{fd}=\frac{F^{-1}\left(r_t\left(\mathrm{\Δb}\right)\right)}{\mathrm{\Δb}}---\left(7\right)$

其中，式(7)中的上标“-1”表示逆函数。值得注意的是，以上仅是对如何生成相关值的示意性说明，但并不限于此，可以根据实际情况确定具体的实施方式。

在本实施例中，如图2所示，该信道估计装置还可以包括：噪声功率估计器204和噪声功率调整器205。

其中，噪声功率估计器204根据CRS或者CSI-RS估计出DMRS所需的噪声功率；噪声功率调整器205对估计出的噪声功率进行调整，获得基于DMRS的等效噪声功率；

并且，时频相关值调整器202还用于根据时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于DMRS的等效相关值。

在具体实施时，噪声功率估计器204通过利用CRS和CSI-RS的ZF信道估计值，可以估计出***的噪声功率。该噪声功率可以通过多种方案得出，其中一种典型方案为对CRS或CSI-RS的ZF估计值的差分绝对值平方进行平均，如下式所述：

$P_{\mathrm{Nest}}=\frac{1}{2}\frac{1}{N-2}\underset{a=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|\hat{H}(a,b)-\hat{H}(a+1,b)|}^2---\left(8\right)$

在估计得到噪声功率之后，噪声功率调整器205可以对噪声功率进行调整，如果是通过CRS得出的噪声，则

${\mathrm{\σ}}_n^2=\frac{1}{4}{P}_{\mathrm{Nest}}---\left(9\right)$

如果是CSIRS估出的噪声，则

${\mathrm{\σ}}_n^2=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{Nest}}---\left(10\right)$

在本实施例中，到得到***的时频域相关性、以及噪声功率之后，针对DMRS的结构，时频相关值调整器202可以进行一定的调整，考虑时频域相关性、噪声功率以及多个端口的正交掩码等因素，由此进一步提高***的性能。以下通过实例进行详细说明。

图3是LTE-A***中DMRS一个RB和子帧的结构示意图，图4给出了其中一个CDM集合的示意图。其中，对解码分集合进行了编号以方便说明。

如图4所示，解码分后的DMRS集合一共有7个，则第i个集合定义为Φi，而在这个集合中的DMRS对应的时频格序号为即第个OFDM符号上的第个子载波，同时数据上的视频格序号为(k_D，l_D)。

此外，定义为上第n层的OCC，则差分OCC定义为目标层和干扰层之间OCC的商

$O_{n,n^{\′}}(k_R^i,l_R^i)=\frac{O_n(k_R^i,l_R^i)}{O_{n^{\′}}(k_R^i,l_R^i)}---\left(11\right)$

则第n层上Φi和(k_D，l_D)上数据的互相关性为

$r_n({\mathrm{\Φ}}_i,(k_D,l_D))=\frac{1}{4}\underset{(k_R,l_R)\∈{\mathrm{\Φ}}_i}{\mathrm{\Σ}}{r}_t(l_R-l_D)r_f(k_R-k_D)---\left(12\right)$

而第n层上Φi和Φj的自相关性为

$r_{n^{\′}}({\mathrm{\Φ}}_i,{\mathrm{\Φ}}_j)=\frac{1}{16}\left(\begin{array}{c}\underset{(k_R^i,l_R^i)\∈{\mathrm{\Φ}}_i}{\mathrm{\Σ}}\underset{(k_R^j,l_R^j)\∈{\mathrm{\Φ}}_j}{\mathrm{\Σ}}{r}_t(l_R^i-l_R^j)r_f(k_R^i-k_R^j)+C_N\\ +\underset{n^{\′}=0(n^{\′}\≠n)}{\overset{N_{\mathrm{layer}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{(k_R^i,l_R^i)\∈{\mathrm{\Φ}}_i}{\mathrm{\Σ}}\underset{(k_R^j-l_R^j)\∈{\mathrm{\Φ}}_j}{\mathrm{\Σ}}{r}_t(l_R^i-l_R^j)r_f(k_R^i-k_R^j)O_{n,n^{\′}}(k_R^i,l_R^i)O_{n,n^{\′}}^{*}(k_R^j,l_R^j)\end{array}\right)---\left(13\right)$

其中，式(13)中的“*”表示共轭。C_N根据不同的集合之间的关系，可以利用噪声功率调整器205中调整得到的噪声功率σ_n ²，可以如下表1所示：

表1不同集合之间对应的C_N

CN

Φ1

Φ2

Φ3

Φ4

Φ5

Φ6

Φ7

Φ1

σn 2

0

0

σn 2/2

0

σn2/2

0

Φ2

0

σn 2

0

σn 2/2

σn 2/2

σn 2/2

σn 2/2

Φ3

0

0

σn 2

0

σn 2/2

0

σn 2/2

Φ4

σn 2/2

σn 2/2

0

σn 2

σn 2/2

0

0

Φ5

0

σn 2/2

σn 2/2

σn 2/2

σn 2

0

0

Φ6

σn 2/2

σn 2/2

0

0

0

σn 2

σn 2/2

Φ7

0

σn 2/2

σn 2/2

0

0

σn 2/2

σn 2

值得注意的是，以上仅为对时频相关值进行调整的示意性说明，但不限于此，可以根据实际情况确定具体的实施方式。例如，可以在具体实现时对公式(13)进行适当的变形，或者对表1的对应关系进行适当的变换等。

如图2所示，该信道估计装置还可以包括：解码分集合选择器206。其中，解码分集合选择器206根据***需求和信道状况，从解码分器101的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合；

并且，插值向量生成器203还用于根据初步信道估计值集合、以及基于DMRS的等效相关值生成插值向量；以及插值处理器103还用于根据初步信道估计值集合、以及插值向量来生成基于DMRS的信道估计值。

具体地，解码分集合选择器206可以根据不同的***需要和信道状况，对总的解码分进行选择产生新的集合。

例如，假设该集合中共有I个元素，表示为Φ_Λ＝[Φ_Λ(1)...Φ_Λ(I)]，则具体实例可以为，对应于时域解码分Φ_Λ＝[Φ₁ Φ₂ Φ₃]对应于频域解码分Φ_Λ＝[Φ₄ Φ₅ Φ₆ Φ₇]以及全集。

并且，在获得调整后的时频域相关性值以及确定了解码分集合后，插值向量生成器203可以得到基于MMSE准则的插值向量，为了插值出承载数据的时频格(kD，lD)的第n层的信道，其相应的插值向量为

$W_n({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}},(k_D,l_D))=R_n^H({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}},(k_D,l_D))R_n^{-1}({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}},{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}})---\left(14\right)$

其中，

R_n(Φ_Λ，(k_D，l_D))＝[r_n(Φ_Λ(1)，(k_D，l_D))...r_n(Φ_Λ(I)，(k_D，l_D))]^T  (15)

然后，通过插值处理器103可以得到最终数据上的信道估计值

${\tilde{h}}_n(k_D,l_D)=W_{n^{\′}}^H({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}},(k_D,l_D))h_{n^{\′}}\left({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}}\right)---\left(17\right)$

其中，

$h_n\left({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}}\right)={\left[\begin{array}{ccc}{\hat{h}}^n\left({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}\left(1\right)}\right)& ...& {\hat{h}}^n\end{array}\left({\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\Λ}\left(I\right)}\right)\right]}^T---\left(18\right)$

图5到图8给出了本发明实施例的仿真实例，针对不同信道，给出传统方法和提出方法的MSE的比较。其中，图5是扩展步行A(EPA，Extended Pedestrian A)在5HZ下的均方误差MSE性能比较的示意图；图6是扩展典型城市(ETU，ExtendedTypical Urban)在200HZ下的MSE性能比较的示意图；图7是ETU在5HZ下的MSE性能比较的示意图；图8是EPA在200HZ下的MSE性能比较的示意图。

其中方法标记说明如下：TD/FD/Hybrid分别表示选择基于时域解码分的集合、基于频域解码分的集合以及全集；Conventional表示传统方法，Proposed表示本发明实施例所提的方法。由图5到图8可以看出，本发明实施例在选择性信道尤其是双选择性信道下有一定的优势。

由上述实施例可知，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量，并根据初步信道估计值以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值；由此可以考虑到来自其他层的干扰的影响，大大提高双选择性信道的性能。

本发明实施例还提供一种基于解调参考信号的信道估计方法，与上述实施例相同的部分，此处不再赘述。图9是本发明实施例的信道估计方法的一个流程图，如图9所示，该信道估计方法包括：

解码分步骤901，对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理步骤902，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理步骤903，根据初步信道估计值、以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

值得注意的是，步骤901和步骤902执行时之间并没有先后顺序关系，也可以先执行步骤902，还可以同时执行步骤901和902。

在一个实施例中，时频相关步骤902具体可以包括：

时频相关值估计步骤，根据CRS或者CSI-RS估计基于DMRS的时域和频域相关值；

插值向量生成步骤，根据时域和频域相关值，基于MMSE生成插值向量。

在又一个实施例中，还可以对基于DMRS的时域和频域相关值进行调整，进一步提高***的性能。图10是本发明实施例的信道估计方法的又一流程图，如图10所示，该信道估计方法包括：

解码分步骤1001，对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关值估计步骤1002，根据CRS或者CSI-RS估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

时频相关值调整步骤1003，根据时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码进行交叉相关，生成调整后的基于DMRS的等效相关值；

插值向量生成步骤1004，根据基于DMRS的等效相关值，基于MMSE生成插值向量。

插值处理步骤1005，根据初步信道估计值、以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

如图10所示，该信道估计方法还可以包括：

噪声功率估计步骤1006，根据CRS或者CSI-RS估计出DMRS所需的噪声功率；

噪声功率调整步骤1007，对估计出的噪声功率进行调整，获得基于DMRS的等效噪声功率；

并且，时频相关值调整步骤1003还根据时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于DMRS的等效相关值。

如图10所示，该信道估计方法还可以包括：

解码分集合选择步骤1008，根据***需求和信道状况，从解码分步骤1001的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合；

并且，插值向量生成步骤1004还根据初步信道估计值集合、以及基于DMRS的等效相关值生成插值向量；以及

所述插值处理步骤1005还根据初步信道估计值集合、以及插值向量来生成基于DMRS的信道估计值。

本发明实施例还提供一种接收机，所述接收机包括如上所述的信道估计装置。

由上述实施例可知，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量，并根据初步信道估计值以及插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值；由此可以考虑到来自其他层的干扰的影响，大大提高双选择性信道的性能。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash存储器等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本发明的精神和原理对本发明做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

关于包括以上多个实施例的实施方式，还公开下述的附记。

(附记1)一种基于解调参考信号的信道估计装置，所述信道估计装置包括：

解码分器，其对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理器，其根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理器，其根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

(附记2)根据附记1所述的信道估计装置，其中，所述时频相关处理器具体包括：

时频相关值估计器，其根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

插值向量生成器，其根据所述时域和频域相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

(附记3)根据附记1所述的信道估计装置，其中，所述时频相关器具体包括：

时频相关值估计器，其根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

时频相关值调整器，其根据所述时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码进行交叉相关，生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值；

插值向量生成器，其根据所述基于解调参考信号的等效相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

(附记4)根据附记3所述的信道估计装置，其中，所述信道估计装置还包括：

噪声功率估计器，其根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计出所述解调参考信号所需的噪声功率；

噪声功率调整器，其对估计出的所述噪声功率进行调整，获得基于解调参考信号的等效噪声功率。

(附记5)根据附记4所述的信道估计装置，其中，所述时频相关值调整器还用于根据所述时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及所述等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值。

(附记6)根据附记3至6任一项所述的信道估计装置，其中，所述信道估计装置还包括：

解码分集合选择器，其根据***需求和信道状况，从所述解码分器的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合。

(附记7)根据附记6所述的信道估计装置，其中，所述插值向量生成器还用于根据所述初步信道估计值集合、以及所述基于解调参考信号的等效相关值生成所述插值向量；以及

所述插值处理器还用于根据所述初步信道估计值集合、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

(附记8)一种基于解调参考信号的信道估计方法，所述信道估计方法包括：

解码分步骤，对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理步骤，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理步骤，根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

(附记9)根据附记8所述的信道估计方法，其中，所述时频相关处理步骤具体包括：

时频相关值估计步骤，根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

插值向量生成步骤，根据所述时域和频域相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

(附记10)根据附记8所述的信道估计方法，其中，所述时频相关处理步骤具体包括：

时频相关值估计步骤，根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

时频相关值调整步骤，根据所述时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码进行交叉相关，生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值；

插值向量生成步骤，根据所述基于解调参考信号的等效相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

(附记11)根据附记10所述的信道估计方法，其中，所述信道估计方法还包括：

噪声功率估计步骤，根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计出所述解调参考信号所需的噪声功率；

噪声功率调整步骤，对估计出的所述噪声功率进行调整，获得基于解调参考信号的等效噪声功率。

(附记12)根据附记11所述的信道估计方法，所述时频相关值调整步骤还根据所述时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及所述等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值。

(附记13)根据附记10至12任一项所述的信道估计方法，其中，所述信道估计方法还包括：

解码分集合选择步骤，根据***需求和信道状况，从所述解码分步骤的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合。

(附记14)根据附记13所述的信道估计方法，其中，所述插值向量生成步骤还根据所述初步信道估计值集合、以及所述基于解调参考信号的等效相关值生成所述插值向量；以及

所述插值处理步骤还根据所述初步信道估计值集合、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

(附记15)一种接收机，所述接收机包括如附记1至7任一项所述的信道估计装置。

Claims (9)

1.一种基于解调参考信号的信道估计装置，所述信道估计装置包括：

解码分器，其对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理器，其根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理器，其根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值；

其中，所述时频相关处理器具体包括：

时频相关值估计器，其根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

插值向量生成器，其根据所述时域和频域相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

2.根据权利要求1所述的信道估计装置，其中，所述时频相关处理器具体还包括：

时频相关值调整器，其根据所述时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码进行交叉相关，生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值；

所述插值向量生成器还用于根据所述基于解调参考信号的等效相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

3.根据权利要求2所述的信道估计装置，其中，所述信道估计装置还包括：

噪声功率估计器，其根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计出所述解调参考信号所需的噪声功率；

噪声功率调整器，其对估计出的所述噪声功率进行调整，获得基于解调参考信号的等效噪声功率；

并且，所述时频相关值调整器还用于根据所述时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及所述等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值。

4.根据权利要求2或3所述的信道估计装置，其中，所述信道估计装置还包括：

解码分集合选择器，其根据***需求和信道状况，从所述解码分器的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合；

并且，所述插值向量生成器还用于根据所述初步信道估计值集合、以及所述基于解调参考信号的等效相关值生成所述插值向量；以及所述插值处理器还用于根据所述初步信道估计值集合、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

5.一种基于解调参考信号的信道估计方法，所述信道估计方法包括：

解码分步骤，对解调参考信号的子载波进行估计和解码分，得到初步信道估计值；

时频相关处理步骤，根据公共参考信号或者信道状态信息参考信号生成用于信道估计的插值向量；

插值处理步骤，根据所述初步信道估计值、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值；

其中，所述时频相关步骤具体包括：

时频相关值估计步骤，根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计基于解调参考信号的时域和频域相关值；

插值向量生成步骤，根据所述时域和频域相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

6.根据权利要求5所述的信道估计方法，其中，所述时频相关步骤还包括：

时频相关值调整步骤，根据所述时域和频域相关值、以及多个端口的正交掩码进行交叉相关，生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值；

所述插值向量生成步骤还根据所述基于解调参考信号的等效相关值，基于最小均方误差生成所述插值向量。

7.根据权利要求6所述的信道估计方法，其中，所述信道估计方法还包括：

噪声功率估计步骤，根据所述公共参考信号或者信道状态信息参考信号估计出所述解调参考信号所需的噪声功率；

噪声功率调整步骤，对估计出的所述噪声功率进行调整，获得基于解调参考信号的等效噪声功率；

并且，所述时频相关值调整步骤还根据所述时域和频域相关值、多个端口的正交掩码、以及所述等效噪声功率进行交叉相关，以生成调整后的基于解调参考信号的等效相关值。

8.根据权利要求6或7所述的信道估计方法，其中，所述信道估计方法还包括：

解码分集合选择步骤，根据***需求和信道状况，从所述解码分步骤的输出结果中选择不同的初步信道估计值集合；

并且，所述插值向量生成步骤还根据所述初步信道估计值集合、以及所述基于解调参考信号的等效相关值生成所述插值向量；以及所述插值处理步骤还根据所述初步信道估计值集合、以及所述插值向量来生成基于解调参考信号的信道估计值。

9.一种接收机，所述接收机包括如权利要求1至4任一项所述的信道估计装置。