CN102957510A - 一种基于sc-fde***的amc方法 - Google Patents

Abstract

一种基于SC-FDE***的AMC方法，涉及一种AMC调制编码方法，属无线电领域。为了解决SC-FDE***在多径时变信道条件下，目前信息传输时要随时对信道进行性估计和更换策略而导致信道开销增加，频谱效率低的问题，结合AMC技术和SC-FDE***理论自身特点提出一种新型的自适应调制编码方法，引入了策略持续时间来约束策略的使用时长和策略的切换频率，使其能够在策略切换表中搜索到与当前信道状态匹配的最优策略，只有超过当前所选最优策略的平均持续时间后，该方法才进行下一次最优传输策略的选择和切换，合理地降低了信道估计和策略切换处理频率，有效提高频谱效率，使***吞吐量最大化。本发明适用于无线电通信技术上领域。

Description

一种基于SC-FDE***的AMC方法

技术领域

本发明涉及无线电领域，具体涉及一种新型自适应调制编码方法。 

背景技术

无线通信的可用频谱稀缺、无线便携设备催生的多样化服务需求的快速增长，都亟需支持高速信息传输和高频谱效率的传输技术来解决。而传统的非自适应传输***是根据信道的最差状态设计的，需要一个固定的链路容限以保持可接受的传输性能，因此***的信道容量无法得到充分地利用。而自适应调制编码（adaptive modulation and coding，AMC）技术的基本思想就是通过对符号传输率、调制方案、调制星座大小、编码方案、编码效率这些参数的自适应调整，实时地分散和平衡通信的负载。在信道条件较好时以较高的速率传输，而当信道质量变差时，平缓地降低其数据吞吐量。这样可以在不牺牲功率和误比特率的前提下，根据信道的时变性，提供较高的信道频谱效率。 

单载波频域均衡（single carrier frequency domain equalization，SC-FDE）技术是由传统的单载波传输技术结合正交频分复用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）技术得到的。SC-FDE***与OFDM***，是两种典型的分块传输***。SC-FDE***和OFDM***所做的运算是完全相同的，差别仅在于处理的顺序有所不同，因此它们有相同的***运算复杂度。由于都是在频域进行均衡处理，所以具有相同的抗多径能力。两者的区别在于OFDM在频域判决，是一个多载波***；而SC-FDE在时域判决，是一个单载波***。由于SC-FDE能够克服OFDM***峰值平均功率比大、放大器线性范围要求高、对相位噪声和载波频偏敏感不足。 

发明内容

本发明的目的是为了解决SC-FDE***在多径时变信道条件下，由于信道状态的变化，信息传输时要随时对信道进行性估计和更换策略而导致信道开销增加，频谱效率低的问题，本***提出一种基于SC-FDE***的AMC方法。 

本发明所述一种基于SC-FDE***的AMC方法的具体实现步骤为： 

步骤一、根据SC-FDE自适应基带***的信道分类模块采用的信道分类方法对当前信道进行分类，由信道类型获得当前信道状态信息； 

步骤二、根据SC-FDE自适应基带***的信噪比SNR估计模块获得当前接收机的信噪比SNR信息； 

步骤三、根据步骤一获得的当前信道状态信息和步骤二获得的当前接收机的信噪比SNR信息，在传输策略切换表格中选取与当前信道状态匹配的最优传输策略； 

步骤四、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略； 

步骤五、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤六、当前最优传输策略的使用时间超过所述最优传输策略的平均持续时间

，返回执行步骤一，重新进行最优传输策略的选择。 

本发明提出一种自适应AMC方法，引入了策略持续时间来约束策略的使用时长和策略的切换频率，使其不仅能够在策略切换表中搜索到与当前信道状态匹配的最优传输策略，还能计算出所选最优传输策略的平均持续时间，只有超过当前最优传输策略的平均持续时间后，该方法才进行下一次最优传输策略的选择，同时合理地降低信道估计和策略切换处理频率，有效提高频谱效率，使***吞吐量最大化。 

附图说明

图1为现有SC-FDE非自适应***的框图。 

图2为本发明SC-FDE自适应基带仿真***的框图。 

图3为一种基于SC-FDE***的新型AMC方法的流程图。 

图4为具体实施方式六所述的瑞利信道下各策略的SNR-BER性能曲线，图中： 

曲线1表示在使用CC-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线2表示在使用TPC3226-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线3表示在使用TPC6457-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线4表示在使用CC-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线5表示在使用TPC3226-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线6表示在使用LDPC-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线7表示在使用TPC6457-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线8表示在使用CC-16QAM策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线9表示在使用TPC3226-16QAM策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线10表示在使用TPC6457-16QAM策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线11表示在使用LDPC-16QAM策略时的SNR-BER性能曲线。 

图5为具体实施方式六所述的所选最优传输策略的SNR-BER性能曲线，图中： 

曲线1表示在使用CC-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线2表示在使用TPC3226-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线3表示在使用TPC6457-BPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线4表示在使用CC-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线5表示在使用TPC3226-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线， 

曲线6表示在使用LDPC-QPSK策略时的SNR-BER性能曲线。 

图6为具体实施方式六所述的所选最优传输策略的吞吐量性能曲线，图中： 

曲线1表示在使用CC-BPSK策略时的吞吐量性能曲线， 

曲线2表示在使用TPC3226-BPSK策略时的吞吐量性能曲线， 

曲线3表示在使用TPC6457-BPSK策略时的吞吐量性能曲线， 

曲线4表示在使用CC-QPSK策略时的吞吐量性能曲线， 

曲线5表示在使用TPC3226-QPSK策略时的吞吐量性能曲线， 

曲线6表示在使用LDPC-QPSK策略时的吞吐量性能曲线。 

具体实施方式：

具体实施方式一、本实施方式所述的基于SC-FDE***的AMC方法的具体操作步骤如下： 

步骤一、根据SC-FDE自适应基带***信道分类模块采用的信道分类方法对当前信道进行分类，由信道类型获得当前信道状态信息； 

步骤二、根据SC-FDE自适应基带***信噪比SNR估计模块获得当前接收机的信噪比SNR信息； 

步骤三、根据步骤一获得的当前信道状态信息和步骤二获得的当前接收机的信噪比SNR信息，在传输策略切换表格中选取与当前信道状态匹配的最优传输策略； 

步骤四、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略； 

步骤五、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤六、如果若当前最优传输策略的使用时间超过所述最优传输策略的平均持续时间 

返回执行步骤一，重新进行最优传输策略的选择。 

具体实施方式二、本实施方式是对具体实施方式一所述的基于SC-FDE***的AMC方法的进一步限定，所述的最优传输策略切换表格是通过下述方法获得的： 

在所述的SC-FDE自适应基带***离线状态下，对给定的信道状态进行***仿真，得到比特误码率与信噪比关系的性能曲线图，根据目标误码率P_e的限制，划分信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)，并确定传输策略的切换门限信噪比γ_i； 

搜索信噪比衰落区域内所有满足目标误码率P_e要求的对应信噪比衰落区域的最优传输策略，将所述满足目标误码率P_e要求的最优传输策略组成最优传输策略集，并依据该最优传输策略集确定最优传输策略切换表格。 

具体实施方式三、本实施方式是对具体实施方式二所述的基于SC-FDE***的AMC方法的进一步限定，所述的信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)是通过下述方法确定的：以所述目标误码率P_e的值在所述比特误码率与信噪比关系的性能曲线图中做一条平行于横轴的直线，与每种策略的BER-SNR曲线分别得到交点，所得到的交点对应的横坐标即为传输策略的切换门限γ_i，每两个门限间的SNR范围为信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)。 

具体实施方式四、本实施方式是对具体实施方式二所述的基于SC-FDE***的AMC方法的进一步限定，所述的最优传输策略为所述SC-FDE自适应基带***下一传输时间间隔内采用的调制方式和编码方式，所述调制方式和编码方式是根据实际***的调制解调器和编译码器确定的。 

具体实施方式五、本实施方式是对具体实施方式一所述的基于SC-FDE***的AMC方法的进一步限定，所述步骤五中计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

的具体过程； 

求解最优传输策略的平均持续时间

采用一个有限状态的马尔可夫模型给出所述解最优传输策略的平均持续时间的近似值，该模型将信噪比的衰落近似为一个离散时间的马尔可夫过程，并且该过程包括由一个状态转移到与其毗邻的状态和保持原状态不变，其转移概率公式为： 

$p_{i,i+1}=\frac{N_{i+1}{T}_s}{{\mathrm{\π}}_i}---\left(1\right)$

$p_{i,i-1}=\frac{N_i{T}_s}{{\mathrm{\π}}_i}---\left(2\right)$

p_i，i=1-p_i，i+1-p_i，i-1     (3) 

其中i表示第i个状态，同时当前所处状态i只能转移到与其毗邻的状态i+1或状态i-1，或是保持原状态不变；式（1）p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，式（2）p_i，i-1为状态i转移到状态i-1的概率，式（3）p_i，i为状态i保持原状态的概率，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，瑞利衰落信道下，电平交叉率N_i由式（4）给出： 

$N_i=\sqrt{\frac{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&gamma;}}_i}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}{f}_D{e}^{-{\mathrm{\&gamma;}}_i/\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}}---\left(4\right)$

其中f_D为多普勒频率，所述最优传输策略的平均持续时间

可由式（5）给出： 

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&tau;}}}_i=\frac{T_s}{p_{i,i+1}+p_{i,i-1}}=\frac{{\mathrm{\&pi;}}_i}{N_{i+1}+N_i}---\left(5\right)$

其中T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，p_i，i-1为状态i转移到状态i-1的概率；由信噪比SNR估计和信道估计可分别获得接收机端信噪比的平均值

和多普勒频率f_D的估计值，把所述的最优传输策略切换门限γ_i和接收机端信噪比的平均值

多普勒频率f_D的估计值代入到式（4），即可求得电平交叉率N_i，最后再根据式（5）求得当前策略的平均策略持续时间

[γ_i,γ_i+1)的概率π_i为： 

${\mathrm{\&pi;}}_i=p({\mathrm{\&gamma;}}_i\&le;\mathrm{\&gamma;}\&le;{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1})=\underset{{\mathrm{\&gamma;}}_i}{\overset{{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1}}{\&Integral;}}\frac{1}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}{e}^{-\frac{\mathrm{\&gamma;}}{\mathrm{\&gamma;}}}\mathrm{d\&gamma;}---\left(6\right)$

所述基于SD-FDE的AMC方法，其频谱效率如式（7）所示： 

$\frac{R}{B}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2\left(M_i\right)C_{i}p({\mathrm{\&gamma;}}_i\&le;\mathrm{\&gamma;}\&le;{\mathrm{\&gamma;}}_{i+1})---\left(7\right)$

其中R、B分别为数据速率和接收信号带宽，M_i、C_i分别为第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)对应的最优传输策略的调制星座数和码率，N为最优传输策略的数目。 

根据步骤一可得最优传输策略的切换门限γ_i(1≤i≤N)，将其代入式（6）可得p(γ_i≤γ<γ_i+1)；根据步骤二得到的最优传输策略确定调制星座数M_i和编码效率C_i，将已求得的p(γ_i≤γ<γ_i+1)和所述调制星座数M_i，编码效率C_i代入式（7）即可得到采用AMC方法的自适应***的频谱效率。 

具体实施方式六、结合图、表对在SUI-5三径山区信道模型中应用基于SC-FDE***的AMC方法与非自适应性***的对比分析，具体实现过程如下: 

首先搭建SC-FDE自适应基带仿真***的框图，如图2所示，具体操作步骤是本领域技术人员依据图2能够实现的。图2是在图1现有SC-FDE非自适应***的基础上，添加了AMC方法模块和信道分类和SNR估计模块的基带仿真***；因此该SC-FDE自适应基带仿真***具备了自适应调整传输参数（调制方式、编码方式）以适应时变信道的能力。信道模型选为SUI-5三径山区信道模型，各径时延分别为0us、4us、10us，其相应的路径增益分别为0、-5dB、-10dB，最大多普勒频移f_D为2.5Hz。符号速率为6.336Msps，目标误码率为10^-5。 

对信道信息进行估计；信道估计采用最小二乘（least square，LS）算法；均衡采用最小均方误差（minimum mean square error，MMSE）频域均衡算法；SNR估计采用MMSE算法，信噪比大于5dB时其估计误差小于1dB；帧的结构为1块数据含1帧导频帧和10帧数据帧；每块第一帧为导频帧，其前256位用于信道估计，后256位用于信噪比估计。循环前缀（Cyclic Prefix，CP）为64位，数据帧长为512位。 

采用的调制方式为BPSK、QPSK和16QAM；编码方式为（Convolutional code，CC）（2，1，7）、Turbo乘积码（turbo product code，TPC）（32，26）、TPC（64，57）以及低密度奇偶校验码（low density parity check code，LDPC）（6132，8176）；这样，将上述参数组合共得到12种策略，记为S1~S12。考虑到假设的突发通信中块码传输和传输时间1ms的限制，LDPC和BPSK组合的策略并未采用。所有的可选策略如表1所示。 

表1自适应策略组合表 

然后在上述设定的信道状态下，进行***仿真得到BER-SNR性能曲线和吞吐量曲线分别如图3、4所示；一种策略的BER性能越好，其吞吐量的性能就越好。根据图3将SNR划分为7个衰落区域：小于8，[8，12]，(12，15]，(15，19]，(19，26]，(26，31]，大于31dB；相应的策略切换门限分别为8dB、12dB、15dB、19dB、26dB和31dB；根据图4搜索各衰落区域中满足目标误码率P_e=10^-5的吞吐量最大的最优传输策略，如表2所示；根据表2筛选后的策略的BER-SNR性能曲线及相应的吞吐量曲线分别如图5、6所示。 

表2自适应策略切换表 

由表2可见：当SNR小于8dB时，为保证目标误码率P_e=10^-5的要求，***将不会传输数据。此时***只传输控制帧和导频帧。只有SNR的估计值大于8dB时，才开始进行数据传输。 

在平均接收信噪比

的情况下，由具体实施方式五所述式（4）和式（5）计算得到各策略的平均持续时间

如表3所示。 

表3不同信噪比下各策略的平均持续时间 

由表3可见，随着平均接收信噪比

的提高，更可靠的策略的持续时间变短，相反更为有效的策略的持续时间变长。表3中10dB下策略5和两种信噪比下的策略6的平均持续时间由于小于10^-4ms而被忽略；造成如此小的平均策略持续时间是由于平均接收信噪比

偏离策略5和策略6的衰落区域较远，故信噪比落在这些区域的概率π_i较小；需说 明的是：由于策略6的信噪比上界为无穷，故通过具体实施方式五所述式（5）计算

时要采用洛必达法则进行求解；判断当前所选最优传输策略时间是否超过所选最优传输策略平均持续时间

若当前所选最优传输策略时间在所选最优传输策略平均策略持续时间

内，则保持目前所选最优传输策略；若当前所选最优传输策略时间超过所选最优传输策略平均持续时间

才会进行新策略的选取和切换处理。 

表4给出了在

的情况下，采用SC-FDE自适应基带***的频谱效率。作为对比，表4中也给出了非自适应***的频谱效率。自适应***的频谱效率由式（7）计算得到。由于非自适应***是根据信道的最差状态设计的，故该***只能采用策略1这种最可靠的传输方案。 

由表4可见，每种信噪比下，采用所提方法的自适应***均比非自适应***的频谱效率要高。随着

的提高，两种***的频谱效率均提高，但自适应***的频谱效率提高得更快。在

较高的情况下，自适应***的优势更为明显；如

时，自适应***的频谱效率较非自适应***的频谱效率提高了215%，更充分地利用了信道容量。 

表4不同信噪比下两***的频谱效率对比 

综上分析，所述AMC方法能够保证瑞利多径信道下SC-FDE自适应***高效可靠地传输即能够使通信***更好地适应无线信道的复杂多变的电磁环境。 

Claims (5)

1.一种基于SC-FDE***的AMC方法，其特征在于，具体操作步骤：

步骤一、根据SC-FDE自适应基带***的信道分类模块采用的信道分类方法对当前信道进行分类，由信道类型获得当前信道状态信息；

步骤二、根据SC-FDE自适应基带***的信噪比SNR估计模块获得当前接收机的信噪比SNR信息；

步骤三、根据步骤一获得的当前信道状态信息和步骤二获得的当前接收机的信噪比SNR信息，在传输策略切换表格中选取与当前信道状态匹配的最优传输策略；

步骤四、通过反馈信道将所选最优传输策略同时传递给接收机和发射机，所述的发射机和接收机实施所选最优传输策略；

步骤五、计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

得到所述最优传输策略的平均持续时间

步骤六、当前最优策略的使用时间超过所述最优传输策略的平均持续时间

返回执行步骤一，重新进行最优传输策略的选择。

2.根据权利要求1所述的一种基于SC-FDE的AMC方法，其特征在于，所述的最优传输策略切换表格是通过下述方法获得的：

在所述的SC-FDE自适应基带***离线状态下，对给定的信道状态进行***仿真，得到比特误码率与信噪比关系的性能曲线图，根据目标误码率P_e的限制，划分信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)，并确定传输策略的切换门限信噪比γ_i；

搜索信噪比衰落区域内所有满足目标误码率P_e要求的对应信噪比衰落区域的最优传输策略，将所述满足目标误码率P_e要求的最优策略组成最优策略集，并依据该最优传输策略集确定最优传输策略切换表格。

3.根据权利要求2所述的一种基于SC-FDE的AMC方法，其特征在于，所述的信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)是通过下述方法确定的：以所述目标误码率P_e的值在所述比特误码率与信噪比关系的性能曲线图中做一条平行于横轴的直线，与每种策略的BER-SNR曲线分别得到交点，所得到的交点对应的横坐标即为传输策略的切换门限γ_i，每两个门限间的SNR范围为信噪比衰落区域[γ_i,γ_i+1)。

4.根据权利要求2所述的一种基于SC-FDE的AMC方法，其特征在于，所述的最优传输策略为所述SC-FDE自适应基带***下一传输时间间隔内采用的调制方式和编码方式，所述调制方式和编码方式是根据实际***的调制解调器和编译码器确定的。

5.根据权利要求1所述的一种基于SC-FDE的AMC方法，其特征在于，步骤五中计算当前所选最优传输策略的平均持续时间

的具体过程；

求解最优传输策略的平均持续时间

采用一个有限状态的马尔可夫模型给出所述解最优传输策略的平均持续时间的近似值，该模型将信噪比的衰落近似为一个离散时间的马尔可夫过程，并且该过程包括由一个状态转移到与其毗邻的状态和保持原状态不变，其转移概率公式为：

$p_{i,i+1}=\frac{N_{i+1}{T}_s}{{\mathrm{\&pi;}}_i}---\left(1\right)$

$p_{i,i-1}=\frac{N_i{T}_s}{{\mathrm{\&pi;}}_i}---\left(2\right)$

p_i，i=1-p_i，i+1-p_i，i-1            (3)

其中i表示第i个状态，同时当前所处状态i只能转移到与其毗邻的状态i+1或状态i-1，或是保持原状态不变；式（1）p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，式（2）p_i，i-1为状态i转移到状态i-1的概率，式（3）p_i，i为状态i保持原状态的概率，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，瑞利衰落信道下，电平交叉率N_i由式（4）给出：

$N_i=\sqrt{\frac{{2\mathrm{\&pi;\&gamma;}}_i}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}}{f}_D{e}^{-{\mathrm{\&gamma;}}_i/\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&gamma;}}}---\left(4\right)$

其中f_D为多普勒频率，所述最优传输策略的平均持续时间

可由式（5）给出：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&tau;}}_i}=\frac{T_s}{p_{i,i+1}+p_{i,i-1}}=\frac{{\mathrm{\&pi;}}_i}{N_{i+1}+N_i}---\left(5\right)$

其中T_s为符号周期，π_i为处于第i个衰落区域[γ_i,γ_i+1)的概率：π_i=p(γ_i≤γ<γ_i+1)，N_i为在状态i信噪比γ_i下的电平交叉率，p_i，i+1为状态i转移到状态i+1的转移概率，p_i，i-1为状态i转移到状态i-1的概率;由信噪比SNR估计和信道估计可分别获得接收机端信噪比的平均均值

和多普勒频率f_D的估计值，把所述的最优传输策略切换门限γ_i和接收机端信噪比的平均值

多普勒频率f_D的估计值代入到式（4），即可求得电平交叉率N_i，最后再根据式（5）求得当前策略的平均策略持续时间

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