CN102884374B - 用于驱动dc供电的照明设备的装置或电路 - Google Patents

Abstract

提供了一种能够利用用于放电灯的电子镇流器（10）进行操作，以驱动直流（dc）供电的照明设备（26）的装置。该装置直接地连接到电子镇流器（10）的输出，并接着用于控制被供应到直流供电的照明设备（26）的功率。传递到直流供电的照明设备（26）的最大功率基本上等于电子镇流器（10）的额定输出功率。开关变换器充当电子镇流器（10）的必要的输入阻抗。这样，从电子镇流器（10）获得的有功功率和无功功率能够被控制。开关变换器的输出为直流供电的照明设备（26）提供直流功率。

Description

用于驱动DC供电的照明设备的装置或电路

技术领域

本发明涉及一种能够利用用于放电灯的电子镇流器进行操作以驱动直流(dc)供电的照明设备的装置或电路，更特别地，涉及到一种用于修改用于对照明设备进行供电的现有电路以接受发光二极管“LED”灯，而不需要对现有照明设备进行任何电子镇流器电路的替换的装置或电路。

背景技术

气体放电灯由于它们的高功效已经在各种住宅、商业和工业机构广泛地使用(流明(lumen)每瓦特)。然而，由于它们不能直接连接到交流(ac)电源，所以它们由称为镇流器的器件来驱动。镇流器产生高电压并将其应用到跨越灯的两端以点亮它。镇流器还通过灯来调节电流的流动。

镇流器能够分为两个主要的类型，也就是电磁和电子镇流器。电磁镇流器具有极高可靠性和寿命长的优点，对瞬变电压浪涌(surge)的鲁棒性(例如，由于闪电)和不友善的工作环境(例如，高湿度和温度的较宽变化)。特别地，它们在高强度放电(HID)灯中提供优秀的弧光灯(lamp-arc)稳定性性能。而且，电感器核心材料和绕组材料是可再循环的。

荧光灯(低压放电灯)的电子镇流器已经被广泛应用，并且已经显示出它们的使用具有总体的经济利益。它们还具有较好的性能特点，例如高输入功率因数、低输入电流总体谐波失真、低电磁干扰(EMI)、较好的灯电流波峰(crest)因数，和低闪烁(flickering)。而且，在高频(典型地在20kHz以上)操作电子镇流器能够消除荧光灯的闪烁影响并实现比主频率(50Hz或60Hz)操作的电磁镇流器更高的功效。因此，当与由电磁镇流器驱动的灯比较时，由电子镇流器驱动的荧光灯对于相同的光输出消耗更少的资源。

荧光灯在玻璃管内部包含水银蒸气。水银可以在垃圾填埋地和垃圾焚烧炉中释放并造成空气和水污染，这是一个严重的隐患。

随着近来微电子技术的发展，固态照明，例如LED，已经在一般照明和特殊目的的照明中变得流行。与荧光灯比较，LED具有长寿命周期、抵抗振动故障、消耗功率量小、在低电压操作，非常可靠且不包含水银。具有能够直接替换现有光电路或配件(fixture)中的气体放电灯的LED灯是很有利的。然而，在之前已经被尝试之处，虽然现有荧光灯配件可保持不改变，但是安装在的灯配件内部的镇流器必须被移除或改变。而且，这需要对光电路进行重新连线。

设计使用电子镇流器的LED灯关键的挑战在于处理由电子镇流器传递的额定功率和LED灯的所需功率之间的区别的方式。一般地，LED灯的所需功率仅大约为电子镇流器额定功率的一半。

发明内容

本发明的目的是在一定程度上减轻或消除与现有照明设备电路相关的一个或更多个问题。

上述目的通过主(main)权利要求的特点的结合来实现；次(sub)权利要求进一步公开了本发明优选实施方式。

本领域技术人员将由以下描述得出本发明的其他目的。因此，目的的前述陈述并没有很详尽，并且仅服务于示出本发明许多目的中的一些。

本发明公开了一种处理镇流器和LED灯的额定功率中的区别的方法，以及一种用于修改现有光设备/光元件/灯元件电路的电路。所提出的修改的光元件电路能够处理并控制被供应到LED灯的功率量。

总之，提供了一种用于修改用于驱动照明设备的现有电路以接受发光二极管“LED”灯，而不需要现有照明设备电路的任意电子镇流器电路的替换的装置或电路。

在本发明的第一个主要的方面中，提供了一种用于控制功率的电路，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够被直接地连接到所述光电路的电子镇流器的输出，所述功率控制电路被布置以控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到所述直流供电的光元件的最大功率基本上等于所述电子镇流器的额定输出功率。优选地，所述电路被配置为连接到现有光电路中电子镇流器的输出终端。优选地，所述光元件包括固态的光元件，例如发光二极管“LED”。

优选地，所述功率控制电路安装在LED灯管中，其中，所述LED灯管被配置成可安置在现有灯配件中，而不需要对所述现有光电路或所述现有灯配件进行修改。

优选地，所述功率控制电路包括第一和第二电感器组件，所述第一和第二电感器组件可连接到各自的所述光电路的光元件电源终端，和连接在所述第一和第二电感器之间的发光二极管驱动电路。还优选地，所述第一和第二电感器中的每一个电感器具有电感值，所述电感值与灯丝的电阻除以现有光电路的稳定状态操作频率成比例。

在本发明的第二个主要的方面中，提供了一种灯配件，该灯配件包括：光电路包括用于对连接在所述光电路的输出终端之间的直流供电的光元件进行供电的电子镇流器；第一和第二电感器，连接到所述输出终端中各自的输出终端；驱动器电路，用于连接在所述第一和第二电感器之间的直流供电的光元件；以及直流供电的光元件，连接到所述驱动器电路以由所述驱动器电路进行供电。所述直流供电的光元件可以是一个或更多个发光二极管“LED”。所述光电路可以包括开关变换器，该开关变换器布置成模拟所述电子镇流器的输入阻抗特性。

在本发明的第三个主要的方面中，提供了一种用于对直流供电的光元件进行供电的光电路，该光电路包括：电子镇流器，用于对连接在所述光电路的输出终端之间的直流供电的光元件进行供电；第一和第二电感器，连接到所述输出终端中各自的输出终端；驱动器电路，用于连接在所述第一和第二电感器之间的直流供电的光元件；以及直流供电的光元件，连接到所述驱动器电路以由所述驱动器电路进行供电。所述光电路可以具有与其连接的LED。

在本发明的第四个主要的方面中，提供了一种包括光电路的LED灯管，所述光电路具有：电子镇流器，用于对连接在所述光电路的输出终端之间的直流供电的光元件进行供电；第一和第二电感器，连接到所述输出终端中各自的输出终端；驱动器电路，用于连接在所述第一和第二电感器之间的直流供电的光元件；以及直流供电的光元件，连接到所述驱动器电路以由所述驱动器电路进行供电；其中，所述灯管被配置成可安置在现有灯配件中，而不需要对现有光电路或现有灯配件进行修改。

在本发明的第五个主要的方面中，提供了一种用于控制功率的方法，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够直接连接到所述发光电路的电子镇流器的输出，所述方法包括：控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到直流供电的光元件的最大功率基本上等于所述电子镇流器的额定输出功率。被供应到所述直流供电的光元件的功率可以被控制以基本上小于可传递到所述光元件的最大功率，尽管如此所述光元件发出与荧光灯元件在所述最大功率操作下相似的光输出。

所提出的技术的应用优选为LED灯管。通过在灯管内部放置装置，灯能够用电子镇流器直接操作，而不用LED镇流器来替换现有的电子镇流器，也没有对照明网络的基础建设或配件进行修改。该解决方案是保护生态环境的。特别重要的是，因为给出与荧光灯相同的亮度的LED灯所需的功率消耗小于荧光灯的功率消耗，所以能够节约资源。因为所提出的技术能够将控制供应到灯的功率，所以其能够提供对灯进行亮度控制的额外功能，甚至是对现有的不可进行亮度控制的电子镇流器也是如此。

本发明的发明内容不必要公开定义本发明的所有必要特征；本发明可以存在于所公开特征的子结合中。

附图说明

本发明的前述和进一步的特点将由下面描述的优选实施方式而明显，优选实施方式通过附图仅通过示例的方式来提供，其中：

图1是传统的电子镇流器电路的方框示意图；

图2是通常用于图1的镇流器电路的第二级(stage)的电压馈入式半桥串联谐振并联负载逆变器的示意电路图；

图3示出与图1的镇流器电路的逆变器级相关联的波形图；

图4是无逆变器电流反馈的图1的镇流器电路的逆变器级的等效电路模型；

图5是具有逆变器电流反馈的图1的镇流器电路的逆变器级的等效电路模型；

图6是具有自激振荡门驱动的图1的镇流器电路的示意电路图；

图7是根据本发明修改的无逆变器电流反馈的图1的镇流器电路的逆变器级的等效电路模型；

图8是根据本发明修改的具有逆变器电流反馈的图1的镇流器电路的逆变器级的等效电路模型；

图9根据本发明的固态光元件驱动器电路的等效输入；

图10(a)示出了如果LED***的输入是电容性的，根据图7修改的镇流器电路的电压和电流相量(phasor)之间的关系；

图10(b)示出了如果LED***的输入是电感性的，根据图7修改的镇流器电路的电压和电流相量之间的关系；

图11(a)示出了如果LED***的输入是电容性的，根据图8修改的镇流器电路的电压和电流相量之间的关系；

图11(b)示出了如果LED***的输入是电感性的，根据图8修改的镇流器电路的电压和电流相量之间的关系；

图12是根据本发明的固态驱动器电路的结构的示意电路图；

图13示出了与图12的电路相关联的波形图；

图14示出了与图12的电路相关联的相量示意图；

图15(a)示出了根据本发明实施方式的光元件功率对电压的关系；

图15(b)示出了根据本发明实施方式的光元件功率对相位的关系；

图15(c)示出了根据本发明实施方式的光元件功率对Q的关系；以及

图16是本发明的灯管实施方式的示意图。

具体实施方式

以下描述属于仅通过示例方式的优选实施方式，并不限于用于达到本发明效果的必要特征的结合。

本发明涉及一种能够利用用于放电灯的电子镇流器进行操作以驱动直流(dc)供电的照明设备的装置或电路，更特别地，涉及到一种用于修改用于驱动直流供电的照明设备的现有电路以接受发光二极管“LED”灯，而不需要对直流供电的现有照明设备进行任何电子镇流器电路的替换的装置或电路。这里“照明设备”、“光元件”、“灯”和“灯元件”将被采用以涉及相同的技术特征，也就是，通过直流供电的、例如LED等的固态光元件示出的光元件。

通过对本发明上下文的理解，图1中由虚线轮廓表示传统现代电子镇流器10的基本方框示意图。其由两个功率处理级12、14组成。第一级12有功或无功功率因数校正电路16，以及第二级是具有输出谐振回路电路(output resonant tank circuit)20的高频逆变器18。两个级12和14由高压直流环节(dc link)22互相连接。逆变器18在谐振回路20的输出产生方形的电压波形。谐振回路20用于预加热连接到电子镇流器10的各自的输出终端28a、b的光元件26的灯丝24a、b。谐振回路20还用于保持灯丝的温度，产生足够高的电压以点亮灯26，便于逆变器18的软开关，并给出近似正弦的灯电流。

图2示出普遍用于第二级14的电压馈入式半桥串联谐振并联负载逆变器(a voltage-fed half-bridge series-resonant parallel-loaded inverter)18的电路示意图。逆变器18包括第一和第二集成电路开关30、32。图3示出逆变器18中的关键波形。开关S₁30和S₂32的占空比都略小于0.5。电容器C34用于在节点“Y”提供V_g2的稳定的直流电压。C_S136和C_S238为S₁30和S₂32创建零电压开关(zero-voltage-switching(ZVS))，并且S₁和S₂的开关频率略高于谐振回路20的自然频率以保证S₁和S₂的ZVS。幅度为V_g2的近似方形交流电压v_XY出现在节点“X”和“Y”之间。由于谐振回路20设计为以较高的质量因数操作，所以方形波的基本分量是电路中的主频率分量。逆变器输出电流i_inv落后于v_XY角度。

在预热阶段，灯26是不导电的，并且其等效电阻非常高。这样的话，质量因数非常高。S₁和S₂的开关频率大大高于在固定的时期内对灯丝24a、b进行预热的自然频率。在点亮阶段，减小谐振以产生灯26两端的高电压。在稳定阶段，进一步减小到灯的功率处于额定值时的频率。两个辅助绕组加在谐振电感器L_r40上，用于单独将灯丝加热到合适的温度。

图4示出了由低频正弦电压源v_inv′42模拟逆变器18的等效电路模型。为了方便的目的，灯丝电阻r_f在以下分析中被忽略。这是有效的，因为r_f远远小于L_r40和C_r44的电抗。因此，i_inv能够表示为

$i_{\mathrm{inv}}=\frac{{v_{\mathrm{inv}}}^{\′}}{Z_{\mathrm{inv}}\left(p\right)}---\left(1\right)$

其中 $Z_{\mathrm{inv}}\left(p\right)=\mathrm{j\ω}{L}_r+\frac{r_L\left(p\right)}{1+\mathrm{j\ω}{C}_r{r}_L\left(P\right)},$ ω＝2πf，并且f是开关频率。

这样，基于(1)，i_inv的大小，额定|i_inv|，等于 $\left|i_{\mathrm{inv}}\right|=\left|{v_{\mathrm{inv}}}^{\′}\right|\sqrt{\frac{1+{\mathrm{\ω}}^2{C_r}^2{r}_L\left(P\right)}{{\mathrm{\ω}}^2{L_r}^2+{[r_L\left(p_r\right)-{\mathrm{\ω}}^2{L}_r{C}_r{r}_L\left(P_r\right)]}^2}}---\left(2\right)$

其中并且P_r是灯的额定功率。

电子镇流器典型地由集成电路驱动。图2中开关的驱动由两种可能的方法来完成。第一种方法是用自激振荡电路29(图6)。S₁和S₂是双极性晶体管(BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，而BJT是最主要和可行的选择。基极驱动电流或门极电压通过可饱和或不可饱和变压器源于谐振电感器40。第二种方法是用镇流器集成电路(IC)。S₁和S₂通常是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。不过，上述第一种方法是主要的方法，因为其电路简单、鲁棒性好并节约成本。

一些镇流器具有用于调节的灯电流的反馈作用。在实践中，为了控制被供应到荧光灯26的功率，灯电流i_L通过调节逆变器输出电流i_inv而被间接地调节。这是有效的，因为C_r44的电抗大于灯电阻。因此，i_inv≈i_L。有三种调节i_inv值的可能的方法：

1)电压V_g的大小的控制——这种方法需要使用具有可变直流输出电压的功率因数校正电路。

2)S₁和S₂的开关频率的控制——L_r和C_r的电抗随着开关频率的变化而变化。这样，灯电流的大小和灯功率能够被调节。

3)L_r和C_r的有效值的控制——输出阻抗能够通过改变L_r和C_r的有效值而变化。L_r通过使用斜气隙磁芯(sloped gap magnetic core)来实施。谐振电容器通过使用与开关电容器模块串联的固定的电容器来实现。开关电容器模块的工作时间确定谐振电容器的有效电容，以使灯电流能够被调整。

图4示出了无逆变器电流反馈的镇流器-灯***的等效电路。图5示出具有逆变器电流反馈的镇流器-灯***的等效电路，其中镇流器作为供应到灯26的电流源i_inv43被模拟。

图7和图8示出了LED灯50如何能够直接替换具有电子镇流器的现有光电路中的荧光灯。图7不具有逆变器电流反馈，而图8具有逆变器电流反馈。在每种情况中，两个灯丝24a、b由值为L_f的两个电感器52、54替换或模拟。L_f值设计为在操作频率与图1中的灯丝电阻相同。其为：

$L_f=\frac{r_f}{2\mathrm{\πf}}---\left(3\right)$

LED驱动器电路56连接在如图7和8所示的两个电感器52、54之间。LED光元件58连接到LED驱动器电路56以接收那里形成的功率。由于LED灯的功率P_LED44通常远远小于荧光灯的功率P_r26，所以LED驱动器56的输入特征并不是如图1所示的纯粹的电阻性而是部分是电抗性的。图9示出LED驱动器电路56的等效输入。没有逆变器电流反馈，图10(a)示出了如果LED***的输入是电容性的，镇流器10和LED驱动器56的电压和电流相量之间的关系。图10(b)示出如果LED***的输入是电感性时，它们之间的关系。具有逆变器电流反馈，图11(a)示出如果LED***的输入是电容性的，镇流器10和LED驱动器56的电压和电流相量之间的关系。图11(b)示出如果LED***的输入是电感性时，它们之间的关系。

等效输入电阻R_i和输入电抗X_i为：

$R_i=\frac{{\left|v_L\left(p_{\mathrm{LED}}\right)\right|}^2}{P_{\mathrm{LED}}}---\left(4\right)$

和 $X_i=\frac{\left|v_L\left(p_{\mathrm{LED}}\right)\right|}{\sqrt{{\left|i_{\mathrm{inv}}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|}^2-{\left[\frac{P_{\mathrm{LED}}}{\left|v_L\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|}\right]}^2}-\mathrm{\ω}{C}_L\left|v_L\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|}---\left(5\right)$

其中P_LED是LED灯的功率。

那么，由LED驱动器处理的无功功率为：

$Q_{\mathrm{LED}}=\left|v_L\left(p_{\mathrm{LED}}\right)\right|\{\sqrt{{\left|i_{\mathrm{inv}}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|}^2-{\left[\frac{P_{\mathrm{LED}}}{\left|v_L\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|}\right]}^2}-\mathrm{\ω}{C}_r|v_L\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\left|\right\}---\left(6\right)$

图12示出了以电容模式操作的LED驱动器56的结构的电路示意图。图13和14示出了图12的电路的关键的波形和相量示意图。驱动器56具有匝数比为n﹕1的高频变压器Tr60。其通过由C_A、C_B和L形成的谐振回路68连接到由开关S_A64和S_B66形成的逆变器62。逆变器62的直流侧连接到一串LED58。门极信号到S_A和S_B与灯电压同步且带有相位差的值确定从镇流器到LED串的功率流。

令 $Z_A=\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_A},$ $Z_B=\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_B},$ 并且Z_C＝jωL。其能够示出：

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{CB}}-(\frac{{v_L}^{\′}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)-v_{\mathrm{CB}}}{Z_A}-\frac{v_{\mathrm{CB}}}{Z_B})Z_C=v_0\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\\ v_{\mathrm{CB}}=\frac{Z_{\mathrm{AB}}}{Z_C+Z_{\mathrm{AB}}}{v}_0\left(P_{\mathrm{LED}}\right)+\frac{Z_{\mathrm{BC}}}{Z_A+Z_{\mathrm{BC}}}{v_L}^{\′}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\end{array}---\left(7\right)$

其中， v_L′(P_LED)是在灯功率P_LED下反射到变压器的次级侧的灯电压，v₀(P_LED)是交流侧上的逆变器电压。

那么，反射到次级侧i_L′的LED驱动器56的输入电流i_L为：

${i_L}^{\′}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)=\frac{{v_L}^{\′}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)-v_{\mathrm{CB}}}{Z_A}=j[K_1{v_L}^{\′}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)-K_2{v}_o\left(P_{\mathrm{LED}}\right)]---\left(8\right)$

其中， $K_1=\frac{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L{C}_B}{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L(C_A+C_B)}\mathrm{\ω}{C}_A,$ 且 $K_2=\frac{1}{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L(C_A+C_B)}\mathrm{\ω}{C}_A\·$

通过使

从镇流器传送到LED58的有功功率P_LED和无功功率Q_LED通过用(8)代替(9)来计算。这样，

并且其中，Re[·]和Im[·]分别是函数的实数和虚数部分，以及i_L′(P_LED)*是i_L′(P_LED)的共轭。

通过考虑基本交流(ac)分量，v₀中分量的均方根(rms)值为：

$\left|v_0\left(P_{\mathrm{LED}}\right)\right|=\frac{\sqrt{2}{v}_{\mathrm{dc}}\left(P_{\mathrm{LED}}\right)}{\mathrm{\π}}---\left(12\right)$

其中，v_dc(P_LED)是在功率P_LED下LED串两端的电压。

图15(a)示出P_LED对v_L的关系，图15(b)示出P_LED对的关系，图15(c)示出P_LED对Q_LED的关系。分析中用到的镇流器10和LED驱动器56的分量值分别在下列表Ⅰ和表Ⅱ中给出，但应当理解的是它们通过示例被提供。供应到LED58的功率能够随着值的改变而变化。对于有和没有逆变器电流反馈的镇流器，相同组的分量值被设置。对于相同的值，供应到LED的功率在没有逆变器电流反馈的镇流器中较高。这样，LED驱动器56设计成对于有和没有逆变器电流反馈的镇流器传递相同的功率和灯电压。例如，在设计研究中，供应到LED的最大功率是15W，灯电压是129V。

由于图12中LED串两端的电压基本恒定，所以输出功率能够通过将输出电流发送到LED串并且调整的值来调节。

确保软开关开关S_A和S_B的条件是基于确保i_o引起v_o。基于图12，

其中， $Z_{\mathrm{AB}}=\frac{Z_A{Z}_B}{Z_A{Z}_B},$ 并且 $K_c=\frac{Z_B}{Z_A+Z_B}=\frac{C_A}{C_A+C_B}\·$

如果i_o的虚部是正的，那么i_o引起v_o。这样，如果以下条件成立，则软开关条件将满足：

其中 $K_z=-\frac{1}{\mathrm{\ω}(C_A+C_B)}\·$

因此，如果(kz+ωL)＞0，软开关条件为：

如果(k_z+ωL)＜0，软开关条件为：

方程(15)被使用，因为由L和C_B形成的逆变器输出滤波器的谐振频率设计成在镇流器的操作频率。因此，ωL＞-k_z。

由上文可以看出，本发明提供了一种用于控制功率的电路，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够被直接地连接到所述光电路的电子镇流器的输出，所述功率控制电路被布置以控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到所述直流供电的光元件的最大功率基本上等于电子镇流器的额定输出功率。优选地，所述电路被配置为用于连接到现有光电路中电子镇流器的输出终端。所述光元件可以包括固态的光元件，例如发光二极管“LED”。所述电路使如图1所示的现有光电路能够被修改成在电子镇流器10的输出终端28a、b处包括如图7或8所示的电路。

在由图1中终端28a、b代表的现有光电路中现有的光配件中，可能实施本发明的功率控制电路(图7或8)作为在现有荧光管上模拟的实体灯管，现有的荧光管适合位于现有灯配件外壳终端28a、b中。因此在本发明中，根据本发明与现有荧光灯单元相同大小和配置的固态灯单元能够被提供。固态(LED)灯管70如图16所示。灯管在其末端72a、b各自具有第一和第二电子连接器71a、b，适于机械地和电性地安置到现有光电路中的现有荧光灯管。被安置在灯管70内的是第一和第二电感器组件74a、b，第一和第二电感器组件74a、b是图7和8的电感器52、54的实体实施方式。根据本发明，例如图12所描述的，在所述电感器组件74a、b之间电性连接的是固态光元件驱动电路76，和连接到所述驱动器电路的是一个或更多个固态光元件78，例如LED灯其被布置成从驱动电路76接收驱动功率。

在另一种布置中，提供了一种新颖的灯配件，其具有光电路包括用于对连接在所述光电路的输出终端之间的直流供电的光元件进行供电的电子镇流器；第一和第二电感器，连接到所述输出终端中各自的输出终端；驱动器电路，用于连接在所述第一和第二电感器之间的直流供电的光元件；以及直流供电的光元件，连接到所述驱动器电路以由所述驱动器电路进行供电。所述直流供电的光元件可以是一个或更多个发光二极管“LED”。所述光电路可以包括开关变换器，该开关变换器被布置成模拟所述电子镇流器的输入阻抗特性。

还可以看出，本发明提供了一种用于控制功率的方法，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够直接地连接到所述光电路的电子镇流器的输出，所述方法包括：控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到直流供电的光元件的最大功率基本上等于电子镇流器的额定输出功率。被供应到所述直流供电的光元件的功率可以被控制成基本上小于可传递到所述光元件的最大功率，尽管如此所述光元件发出与荧光灯元件在所述最大功率操作相似的光输出。

所提出的技术的应用优选为LED灯管。通过在灯管内部放置装置，灯能够用电子镇流器直接操作，而不用LED镇流器来替换现有的电子镇流器，也没有对照明网络的基础建设或配件进行修改。该解决方案是保护生态环境的。特别重要的是，因为给出与荧光灯相同的亮度的LED灯所需的功率消耗小于荧光灯的功率消耗，所以能够节约资源。因为所提出的技术能够控制供应到灯的功率，所以能够提供对灯进行亮度控制的额外功能，甚至对现有的不可进行亮度控制的电子镇流器，也是如此。

总而言之，本发明提供了一种能够利用用于放电灯的电子镇流器进行操作，以驱动直流供电的照明设备的装置。直流供电的照明设备的典型例子是LED灯、卤素灯和白炽灯。该装置直接连接到电子镇流器的输出，并接着用于控制被供应到直流供电的照明设备的功率。传递到直流供电的照明设备的最大功率基本上等于电子镇流器的额定输出功率。所提出的技术的概念是基于使用开关变换器为镇流器装配必要的输入阻抗。这样，从镇流器获得的有功功率和无功功率能够被控制。开关变换器的输出为直流供电的照明设备提供直流功率。所提出的技术的应用为LED灯管。通过在灯管内部放置装置，灯能够用电子镇流器直接操作，而不用LED镇流器来替换现有的电子镇流器，也没有对照明网络的基础建设或配件进行修改。该解决方案是保护生态环境的。特别重要的是，因为给出与荧光灯相同的亮度的LED灯所需的功率消耗小于荧光灯的功率消耗，所以能够节约资源。因为所提出的技术能够将电源控制到灯，所以能够提供对灯进行亮度控制的额外功能，甚至对现有的不可进行亮度控制的电子镇流器，也是如此。

在本发明已经在附图和之前的描述中详细示出和描述的同时，其可看做示例性的并且在特征上不是局限性的，可以理解，仅仅示例性实施方式被示出和描述并不能以任意方式限制本发明的范围。可以领会到，其中描述的任意的特点可以用任意实施方式使用。示例性实施方式或其中没有引用的其它实施方式并不是互相排斥的。因此，本发明还提供包括以上描述的一个或个更多个示例性实施方式的结合的实施方式。如其中陈述的本发明的修改和变型在没有偏离本发明精神和范围的情况下能够做出，因此应该施加仅如所附的权利要求所示出的这些限制。

在所附的权利要求中和本发明的之前的说明书中，除了上下文需要的，否则由于表达语言或必要的含义，词语“包括(comprise)”或其变化“包括(comprises)”或“包括(comprising)”用于包含的意思，也就是，列举了所阐述的特点的存在，但并不排除本发明各种实施方式中进一步特点的存在或增加。

应该理解，在澳大利亚或其它任何国家，如果这里涉及到任何现有技术出版物，这种参考并不构成该出版物形成本领域公知常识的一部分的承认。

表Ⅰ——镇流器的分量值

参数	值	参数	值
				Vg	400V	iinv	214mA
fs	47kHz	Cr	2.7nF
				Pr	28W	Lr	3.6mH
vL	168V

表Ⅱ——LED驱动器的分量值

参数	值	参数	值
				CA	100.8nF	n	4
CB	251.2nF	vdc	40V
				L	68.8μH

Claims (9)

1.一种用于控制功率的电路，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够被直接地连接到所述光电路的电子镇流器的输出，所述功率控制电路被布置以控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到所述直流供电的光元件的最大功率基本上等于所述电子镇流器的额定输出功率。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路被配置为连接到现有光电路中电子镇流器的输出终端。

3.根据权利要求1所述的电路，其中所述光元件包括固态的光元件。

4.根据权利要求1所述的电路，其中所述光元件包括发光二极管LED。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述功率控制电路安装在LED灯管中，以及其中所述LED灯管被配置成可安置在现有灯配件中，而不需要对现有光电路或所述现有灯配件进行修改。

6.根据权利要求1所述的电路，其中所述功率控制电路包括第一和第二电感器组件，所述第一和第二电感器组件可连接到各自的所述光电路的光元件电源终端，以及发光二极管驱动电路，该发光二极管驱动电路连接在所述第一和第二电感器之间。

7.根据权利要求6所述的电路，其中所述第一和第二电感器中的每一个电感器具有电感值，所述电感值与灯丝的电阻除以现有光电路的稳定状态操作频率成比例。

8.一种用于控制功率的方法，所述功率为被供应到光电路中的直流供电的光元件的功率，所述功率控制电路能够被直接地连接到所述光电路的电子镇流器的输出，所述方法包括：

控制被供应到所述直流供电的光元件的功率级，以使可传递到所述直流供电的光元件的最大功率基本上等于所述电子镇流器的额定输出功率。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述被供应到所述直流供电的光元件的功率被控制成基本上小于可传递到所述光元件的最大功率，尽管如此所述光元件发出与荧光灯元件在所述最大功率操作下相似的光输出。