CN102858071A

CN102858071A - 低储能电容、高功率因数直流电流输出的led驱动电路

Info

Publication number: CN102858071A
Application number: CN2012103650784A
Authority: CN
Inventors: 翁大丰; 魏其萃
Original assignee: Individual
Current assignee: Pizhou Jingpeng Venture Capital Co Ltd
Priority date: 2012-09-27
Filing date: 2012-09-27
Publication date: 2013-01-02
Anticipated expiration: 2032-09-27
Also published as: CN102858071B

Abstract

本发明公开了一种低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，由二极管整流桥（1）、有源非线性电容网络（3）及后续开关功率变换器（2）组成；二极管整流桥（1）的输出向有源非线性电容网络（3）供电；有源非线性电容网络（3）的输出电压是由直流电压叠加两倍市电频率的交流电压组成；有源非线性电容网络（3）的输出电压供电给后续开关功率变换器（2）。有源非线性电容网络（3）是由低储能电容和有源开关网络组成。采用本发明的LED驱动电路可以使用低容量的电容（例如薄膜电容和陶瓷介质电容）来完成储能功能。

Description

低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路

技术领域

本发明属于电子技术领域，涉及交流直流电流转换以及功率的控制。更具体地说，本发明涉及一种用于LED照明的低储能电容，高功率因数直流电流输出的LED驱动电路。

背景技术

LED集成整灯是由LED模块、散热器和LED驱动电源三部分组成；散热器是负责将LED模块所产生的热功率P_H转移到环境空气中；该通过散热器转移的热功率P_H 是由散热器的热阻RS和散热器与环境空气的温差ΔT决定：P_H=ΔT/R_S。散热器的热阻R_S是由散热器的表面面积SS（散热器的体积）大小决定：R_S=K/SS。散热器与环境空气的温差ΔT是由发光二极管允许最高工作结温以及发光二极管驱动电源所允许的最高工作温度决定的。对固定的所需转移的热功率P_H，增加散热器与环境空气的温差ΔT，可以增加散热器的热阻R_S。增加散热器的热阻R_S 有利于减小散热器的体积和重量。显然要减小散热器的体积和重量，对固有的要转移的热功率P_H而言，散热器与环境空气的温差ΔT将增加。随着LED技术的发展， LED模块的最高允许工作结温已可以超过100度。这对于LED集成整灯而言，能使得LED集成整灯的物理尺寸的进一步减小，其重量进一步减轻成为可能。

在已有的发光二极管驱动电源方案中，通常使用电解电容作为一储能元件将通常由市电交流输入的交流功率转换为直流功率（由于电解电容的储能功能）。电解电容的寿命是受其工作的环境温度影响。环境温度每增加十度，电解电容的寿命缩短一倍。以一般105度电解电容为例：当该电解电容的工作环境温度为105度，其寿命只有2000小时；当该电解电容的工作环境温度为95度，其寿命只有4000小时；当该电解电容的工作环境温度为85度，其寿命只有8000小时；当该电解电容的工作环境温度为75度，其寿命只有16000小时；当该电解电容的工作环境温度为65度，其寿命将有32000小时；显然如果发光二极管驱动电源方案中要使用电解电容，而通常这发光二极管驱动电源是置于散热器之中，散热器与环境空气的温差ΔT将受限于这电解电容的工作环境温度。为此，要进一步减小LED集成整灯的物理尺寸和重量，发光二极管驱动电源应该是无电解电容的方案。

随着生活水平的提高，希望LED的输出光是直流的，没有任何低频闪烁。对交流市电输入而言，其输入功率是以两倍市电频率由零到两倍平均输出功率周期变化。由于输入功率是周期零功率输入，如没有电解电容进行储能，哪里来的能量能提供给LED输出；从而保证LED的输出光是直流的，没有任何低频闪烁？？电容器有许多种类。除了电解电容外还有薄膜电容，陶瓷介质电容等等。薄膜电容和陶瓷介质电容的寿命是很长的并不随温度的增加而减少。但薄膜电容和陶瓷介质电容的单位体积的容量远小于电解电容的单位体积的容量。如果能使用薄膜电容和陶瓷介质电容来充当储能元件，这样可以保证相应的LED驱动电源能工作在高工作环境温度下而没有LED驱动电源的寿命问题。可行的实现条件是在该LED驱动方案中基本上不需要存储能量。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种如何使用低储能电容来实现高功率因数高效率直流电流输出的LED驱动电路。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，由二极管整流桥、有源非线性电容网络及后续开关功率变换器组成；

二极管整流桥的输出向有源非线性电容网络供电；有源非线性电容网络的输出电压是由直流电压叠加两倍市电频率的交流电压组成；有源非线性电容网络的输出电压供电给后续开关功率变换器。

作为本发明的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路的改进：有源非线性电容网络是由低储能电容和有源开关网络组成。

作为本发明的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路的进一步改进：

低储能电容包括电容C1和C2；

有源开关网络由有源和开关网络组成；

有源包括模块、电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S 、二极管D；

开关网络包括二极管D1、D2、D3。

LED驱动电路还包括二极管Din，二极管Din的阳极连接到二极管整流桥的输出正端，二极管Din的阴极连接到后续开关功率变换器。

模块内部的有源电流电压闭环调节回路来控制有源非线性电容网络的输入电流；模块内部的有源电流电压闭环调节回路来控制有源非线性电容网络的最小输出电压。以保证有源非线性电容网络的输出电压在输入交流峰值电压到最小输出电压之间变化。

模块是根据二极管整流桥的输出电压来启动和关闭其（模块）内部的有源电流电压闭环调节回路以使整个***在满足相应指标的条件下达到尽可能高的效率。

有源非线性电容网络包括谷填充电路、Boost升压电路和模块；

谷填充电路包括电容C1、C2以及二极管D1、D2和D3；电容C1和二极管D1形成一支路，该支路中，电容C1与谷填充电路的正端相接，二极管D1的阳极与谷填充电路的负端相接；电容C2和二极管D3形成另一支路，该支路中，电容C2与谷填充电路的负端相接，二极管D3的阴极与谷填充电路的正端相接；电容C1和二极管D1形成的支路与电容C2和二极管D3形成的支路相并联；二极管D2的阳极与电容C1和二极管D1的连接点相连，二极管D2的阴极与电容C2和二极管D3的连接点相连；谷填充电路的充放电回路分别是经电容C1、C2和二极管D2形成充电回路，电容C1和二极管D1以及电容C2和二极管D3的并联形成放电回路；

Boost升压电路由电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S和二极管D构成；市电交流经二极管整流桥输出再依次经电感L、功率开关Q1和电流检测电阻R_S构成回路；电感L与功率开关Q1的连接点为β点，二极管D的阳极与β点相连；二极管D的阴极与谷填充电路31的正端相连接；

模块由启动控制块和恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器组成；

模块根据二极管整流桥的输出电压驱动决定开启或关闭恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器。

启动控制块由比较器、逻辑控制部件及参考阀电压组成；模块根据二极管整流桥的输出电压驱动决定开启或关闭恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器；具体如下：

二极管整流桥的输出电压经比较器、逻辑控制部件及参考阀电压产生启动关闭控制电压，从而控制恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器进行相应操作。

LED驱动电路还包括二极管Din，二极管Din的阳极连接到二极管整流桥的输出正端，二极管Din的阴极连接到谷填充电路的正端。

在本发明中；

恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器为常规技术；

二极管整流桥为常规技术，例如可由4个二极管组成；

后续开关功率变换器例如可选用直流-直流电流变换器。

本发明的发明构思如下：

从电容储能的角度看，储能E_C的大小是与电容值C和电容电压V有关，储能E_C表达式为：

E_{C} = \frac{1}{2} \cdot C \cdot V^{2}

。

对固定储能E_C而言，它与电容值C成线性关系而与电容电压V成平方关系；从电容储能的增量ΔE_C看：

ΔE_C=C·V·ΔV 。

电容储能的增量ΔE_C是分别与电容值C，电容电压V和电容电压增量ΔV成线性关系。

电容储能的增量ΔE_C表达式给出的启迪是电容值C和电容电压增量ΔV可以乘积为一常数，也就是说：对一固定的电容储能的增量ΔE_C，有两种电容值C和电容电压增量ΔV的组合；可以选择大的电容值C而使电容电压增量ΔV相对小；也可以选择小的电容值C而使电容电压增量ΔV相对大。

对低储能电容的条件，可使电容电压增量ΔV相对大的方法来保证固定的电容储能的增量ΔE_C。电容电压增量ΔV相对大的方法对后续功率变换器而言，要求这后续功率变换器有良好的输入电压调节特性，以保证后续功率变换器的输出不随其输入电压变化而变化。

随着开关功率变换器技术发展，开关功率变换器的输入电压调节特性已有很大的改善。这使得使用低储能电容C，大电容电压增量ΔV这种电容储能方法成为可能。

具体而言：

本发明由二极管整流桥，有源非线性电容网络及后续开关功率变换器组成；二极管整流桥的输出向有源非线性电容网络供电；由于有源非线性电容网络的特点，本发明使得二极管整流桥的导通角可达到180度，这使得本发明的输入功率因数高成为可能。由于有源非线性电容网络，其输出电压是由直流电压叠加两倍市电频率的交流电压组成，并供电给后续开关功率变换器。如果后续开关功率变换器具有良好的输入电压调节特性，可以保证后续功率变换器的输出不随其输入电压变化而变化。

本发明是针对低储能电容的条件下，所提出的高功率因数直流电流输出的LED驱动方案；本发明具有如下优点：

1、可以使用低容量的电容，例如薄膜电容和陶瓷介质电容，来完成储能功能。

2、由于薄膜电容和陶瓷介质电容的寿命不随温度变化而变化，因此可以提高驱动电源的寿命；并且使得驱动电源能工作于比较高的工作温度成为可能。

3、由于有源非线性电容网络的特点，使得二极管整流桥1的导通角可达到180度，这使得本发明的输入功率因数高成为可能。

4、有源非线性电容网络内部的有源电流电压闭环调节回路能控制有源非线性电容网络的输入电流。

5、有源非线性电容网络内部的电流电压闭环调节回路的有源控制能力能控制有源非线性电容网络的输出电压最小值，以保证有源非线性电容网络的输出电压在输入交流峰值电压到最小输出电压之间变化。

6、有源非线性电容网络是根据二极管整流桥的输出电压来启动和关闭其内部的有源电流电压闭环调节回路，以使整个***在满足相应指标的条件下达到尽可能高的效率。

附图说明

图1是本发明的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路的方框图；

图2是实施例1所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路图；

图3是图2中的模块33的具体示意图；

图4是图3中的启动控制块331的具体示意图；

图5是图3中的恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332的具体示意图；

图6是二极管整流桥1的随时间变化的输出电压图；

图7是实施例2所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路图。

具体实施方式：

从市电交流经二极管整流桥1的输出看，其电压是由零以正弦的规律增大到市电交流的峰值再由峰值以正弦的规律减小到零，这样以两倍市电交流频率周而复始，如图6所示。显然对所需要的输出LED串电压而言，二极管整流桥1的输出电压自二分之一峰值电压到峰值电压（对应正弦半周的30度到150度）是足以用来产生驱动输出LED串电流的，而二极管整流桥1的输出电压自零到二分之一峰值电压（对应这正弦半周的0度到30度和150度到180度）可能是不足以产生电流驱动输出LED串。为了使二极管整流桥1的输出电压自零到二分之一峰值电压（对应这正弦半周的0度到30度和150度到180度）能产生足够的驱动电压来驱动输出LED串，需要增加一个Boost升压电路功能将二极管整流桥1的输出电压升压而接近或等于峰值电压。

实施例1、一种低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，如图2所示：包括二极管整流桥1、有源非线性电容网络3和后续开关功率变换器2。

一、二极管整流桥1由4个二极管组成（为常规技术）。

二、有源非线性电容网络具体是由谷填充电路31、Boost升压电路32和模块33组成。

1）、谷填充电路31是由电容C1、C2以及二极管D1、D2和D3构成。

作如下定义：

电容C1和二极管D3之间的连线A1为谷填充电路31的正端。

电容C2和二极管D1之间的连线A2为谷填充电路31的负端（即，接地端）。

电容C1和二极管D1形成一支路，该支路中，电容C1与谷填充电路31的正端相接，而二极管D1的阳极与谷填充电路31的负端（即，接地端）相接。电容C2和二极管D3形成另一支路，该支路中，电容C2与谷填充电路31的负端（即，接地端）相接，而二极管D3的阴极与谷填充电路31的正端相接。电容C1和二极管D1形成的支路与电容C2和二极管D3形成的支路相并联。二极管D2的阳极与电容C1和二极管D1的连接点相连，二极管D2的阴极与电容C2和二极管D3的连接点相连。这样，谷填充电路31的充放电回路分别是经电容C1,C2和二极管D2形成充电回路，而电容C1和二极管D1以及电容C2和二极管D3的并联形成放电回路。

2）、Boost升压电路32由电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S和二极管D构成，为有源升压电路。

市电交流经二极管整流桥1输出依次经电感L, 功率开关Q1和电流检测电阻R_S构成回路。

电感L与功率开关Q1的连接点为β点，二极管D的阳极与β点相连；二极管D的阴极与谷填充电路31的正端相连接。

3）、模块33由启动控制块331和恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332组成（如图3所示）。

恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332为常规技术。例如为图5所示，恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332由峰值电流比较器3321、恒定关断时间模块3322、电压放大模块3323组成；峰值电流比较器3321的输出启动恒定关断时间模块3322，恒定关断时间模块3322的输出控制功率开关Q1。电压放大模块3323的输入与其内置固定参考电压的差值经放大输出后作为峰值电流比较器3321的参考电压。

如图4所示，启动控制块331由比较器3311、逻辑控制部件3312及参考阀电压3313组成，上述3个部件可按照《模拟电路、数字电路》进行设计开发。

模块33根据二极管整流桥1的输出电压驱动决定开启或关闭恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332；具体如下：

二极管整流桥1的输出电压经比较器3311、逻辑控制部件3312及参考阀电压3313产生启动关闭控制电压，从而控制恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332进行相应操作。

当二极管整流桥1的输出电压超过对应的参考阀电压3313时，比较器3311和逻辑控制部件3312产生关断信号，从而控制恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332停止工作。反之，控制恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器332进行工作。

三、在本实施例中，后续开关功率变换器2选用直流-直流电流变换器，例如可根据输入输出电压的关系选用升降压、升压、降压的电流功率变换器。

谷填充电路31的正端以及谷填充电路31的负端输出供电给后续开关功率变换器2（即，直流-直流电流变换器）。

上述实施例1所述的LED驱动电路对应控制区间如图6所示。

在图6中，区间B对应于启动由电感L、功率开关Q1和二极管D组成的升压电路（即，Boost升压电路32）；其输出是供给由二极管D1、D2、D3和电容C1、C2组成的谷填充电路31和后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）。区间D对应于二极管整流桥1的输出通过电感L直接供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）；在此区间D，虽然由电感L、功率开关Q1和二极管D组成的升压电路（即，Boost升压电路32）停止运行；但由于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电流I_IN特点，电感L还是具有升压功能从而使谷填充电路31的电容C1和C2的电压大于二分之一峰值电压。

在区间B，虽然二极管整流桥1的输出电压低于二分之一峰值电压，由于Boost升压电路32的作用，其输出电压是可以大于等于二分之一峰值电压。经Boost升压电路32的作用所输入的功率是由谷填充电路31的电容C1和C2上电压值控制的。当经Boost升压电路32的作用所输入的功率大于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输出功率，多余的功率就存储在谷填充电路31的电容C1和C2中，电容C1和C2上电压就升高。模块33是本发明的控制功能块。模块33检测电容C2上电压值来控制Boost升压电路32，使输入功率等于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输出功率而达到输入输出功率平衡。

从区间D和区间B的功率传递过程看，输入功率分别直接或经升压供电给后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器），这样基本上没有存储能量的要求，即不要求大的储能元件，这使得使用低储能电容来保证直流电流输出驱动LED串负载成为可能。

由于在区间D，二极管整流桥1的输出直接供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器），这是一级功率电路来完成输入输出转换，这是高效率的。区间D占整个周期的TT%。在区间B，二极管整流桥1的输出需经Boost升压电路32的作用再供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器），这是两级功率电路来完成输入输出转换，该两级效率比区间D一级功率电路来完成的输入输出转换效率低。但区间B仅占整个周期的SS%。TT%>SS%, 这样总体***的效率是相当高的。

TT%+SS%=100%，TT%约为40%，相应的，SS%约为60%。

从输入电流看，在区间D，二极管整流桥1的输出直接供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）；由于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）是以开关模式工作，后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电流I_IN是由一电流脉冲序列组成。由于电感L作用，即电感L的电流不能突变，电流脉冲只能通过谷填充电路31的电容C1和C2形成回路。此时，后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压大约为二分之一峰值电压。在区间D，二极管整流桥1的输出电压大于二分之一峰值电压，这使得电感L储存能量而使电感L电流增加。当电感L电流大于和等于这电流脉冲的峰值，该电流脉冲与谷填充电路31的电容C1和C2形成回路自动断开，而该电流脉冲与二极管整流桥1的输出电压形成回路。当电流脉冲跳变为零，电感L中的储能释放到谷填充电路31的电容C1和C2中，此时后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压为谷填充电路31的电容C1和C2电压之和。这样电感L形成自动的升压电路功能使谷填充电路31的电容C1和C2的电压可大于二分之一峰值电压。整个***自动具有输入电流校正功能，即输入电流与输入电压同相位。在区间B，Boost升压电路32的作用使得输入电流大于零，这使得整个输入电流的导通角等于180度。这将十分容易使得其交流输入具有高功率因数。

从后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压看，该输入电压是在谷填充电路31的电容C2的电压到两倍电容C2的电压之间变化。由于谷填充电路31的电容C2的电压在区间B和D可以被有效的控制，后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压是被有效的控制的。当然由于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压是在谷填充电路31的电容C2的电压到两倍电容C2的电压之间变化，这要求后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）具有良好的输入调节特性以保证其输出电流独立于输入电压的变化。

模块33是本发明的控制功能块，其有三个输入信号（信号①、②、④）、一个输出控制驱动（信号③）。输出控制驱动（信号③）是控制升压功率开关是否运行，多大的输入功率输入。三个输入信号分别是输入电压信号--信号①，升压功率开关Q1电流信号---信号②和谷填充电路的电容C2的电压信号---信号④。Boost升压电路32控制有多种控制方法可采用，如：定频峰值电流控制，恒定关断时间峰值电流控制等等。输入电压信号是用来开启或关闭这升压电路的。当输入电压大于二分之一峰值电压，Boost升压电路32停止运行。反之开启Boost升压电路32。谷填充电路31的电容C2的电压信号是用来确定升压功率开关Q1电流的峰值电流值的。谷填充电路31的电容C2的电压信号越低，对应升压功率开关Q1电流的峰值电流值越高；从而增加输入功率以保证在区间B有足够的输出功率。谷填充电路31的电容C2的电压信号越高，对应升压功率开关Q1电流的峰值电流值越低，从而减小输入功率以保证在区间B能够达到输入输出功率平衡，从而有效地控制谷填充电路31的电容C2的电压。

实施例2、

在图2的基础上加一个二极管Din，如图7所示。

具体如下：

如图7所示：在图2的基础上，增加二极管Din，二极管Din的阳极连接到二极管整流桥1的输出正端，二极管Din的阴极连接到谷填充电路31的正端。由于图7中，二极管整流桥1的输出端有两条支路供电到谷填充电路31，其一是通过二极管Din直接供电到谷填充电路31；其二是通过电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S和二极管D构成一有源升压电路（即，Boost升压电路32）供电到谷填充电路31。

上述实施例2所述的LED驱动电路对应控制区间由图6所示：

在图6中，区间B对应于启动图7中由电感L、功率开关Q1和二极管D组成的Boost升压电路32；其输出是供给由二极管D1、D2、 D3和电容C1、C2组成的谷填充电路31和后续开关功率变换器2（即，直流-直流电流变换器）。区间D对应于二极管整流桥1的输出通过二极管Din直接供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）；在此区间D，由于电感L、功率开关Q1和二极管D组成的Boost升压电路32停止运行。由于二极管Din能提供从二极管整流桥1的输出到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的直接通路，电感L是完全被旁路了而不具有升压功能，谷填充电路31的电容C1和C2的电压是二分之一峰值电压。

在区间B，虽然二极管整流桥1的输出电压小于二分之一峰值电压，由于Boost升压电路32的作用，其输出电压是可以大于等于二分之一峰值电压。经Boost升压电路32的作用所输入的功率是由谷填充电路31的电容C1和C2上电压值控制的。当经Boost升压电路32的作用所输入的功率大于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输出功率，多余的功率就存储在谷填充电路31的电容C1和C2中，电容C1和C2上电压就升高。模块33是本发明的控制功能块。模块33检测电容C2上电压值来控制经Boost升压电路32的作用所输入的功率，使输入功率等于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输出功率而达到输入输出功率平衡。

由于在区间D，二极管整流桥1的输出直接供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器），这是一级功率电路来完成输入输出转换，是高效率的。区间D占整个周期的XX%。在区间B，二极管整流桥1的输出需经Boost升压电路32的作用再供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器），这是两级功率电路来完成输入输出转换，效率较区间D一级功率电路来完成的输入输出转换效率低。但区间B仅占整个周期的YY%。XX%>YY%，这样总体***的效率是相当高的。

XX%+YY%=100%，YY%约为40%，相应的，XX%约为60%。

从输入电流看，在区间D，二极管整流桥1的输出直接通过二极管Din供电到后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）。在区间D的输入电流即为后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电流I_IN是由一电流脉冲序列组成。在区间B，Boost升压电路32的作用使得输入电流大于零，这使得整个输入电流的导通角等于180度。这将十分容易使得其交流输入具有高功率因数。

从后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压看，输入电压是在谷填充电路31的电容C2的电压到两倍电容C2的电压之间变化。由于谷填充电路31的电容C2的电压在区间B和区间D可以被有效的控制，后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压是被有效的控制的。当然由于后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）的输入电压是在谷填充电路31的电容C2的电压到两倍电容C2的电压之间变化，这要求后续开关功率变换器2（即直流-直流电流变换器）具有良好的输入调节特性以保证其输出电流独立于输入电压的变化。

模块33是本发明的控制功能块，其有三个输入信号（信号①、②、④）、一个输出控制驱动（信号③）。输出控制驱动（信号③）是控制升压功率开关Q1是否运行，多大的输入功率输入。三个输入信号分别是输入电压信号---信号①，升压功率开关电流信号---信号②和谷填充电路的电容C2的电压信号---信号④。Boost升压电路32控制有多种控制方法可采用，如：定频峰值电流控制，恒定关断时间峰值电流控制等等。输入电压信号是用来开启或关闭这Boost升压电路32。当输入电压大于二分之一峰值电压，Boost升压电路32停止运行；反之开启Boost升压电路32。谷填充电路31的电容C2的电压信号是用来确定升压功率开关Q1电流的峰值电流值的。谷填充电路31的电容C2的电压信号越低，对应升压功率开关Q1电流的峰值电流值越高；从而增加输入功率以保证在区间B有足够的输出功率。谷填充电路31的电容C2的电压信号越高，对应升压功率开关Q1电流的峰值电流值越低，从而减小输入功率以保证在区间B能够达到输入输出功率平衡，从而有效地控制谷填充电路31的电容C2的电压。

即，本发明的实施例2与实施例1相比，最主要的工作过程的区别在于：

在区间D中，实施例1中的电感L具有升压功能。而在实施例2中，在区间D，由于二极管Din的旁路作用，电感L不具有升压功能。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims

1.低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：由二极管整流桥（1）、有源非线性电容网络（3）及后续开关功率变换器（2）组成；

所述二极管整流桥（1）的输出向有源非线性电容网络（3）供电；所述有源非线性电容网络（3）的输出电压是由直流电压叠加两倍市电频率的交流电压组成；所述有源非线性电容网络（3）的输出电压供电给后续开关功率变换器（2）。

2.根据权利要求1所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述有源非线性电容网络（3）是由低储能电容和有源开关网络组成。

3.根据权利要求2所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述低储能电容包括电容C1和C2；

所述有源开关网络由有源和开关网络组成；

有源包括模块（33）、电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S 、二极管D；

开关网络包括二极管D1、D2、D3。

4.根据权利要求3所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述LED驱动电路还包括二极管Din，所述二极管Din的阳极连接到二极管整流桥（1）的输出正端，二极管Din的阴极连接到后续开关功率变换器（2）。

5.根据权利要求3或4所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述模块（33）内部的有源电流电压闭环调节回路来控制有源非线性电容网络（3）的输入电流。

6.根据权利要求5所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述模块（33）内部的有源电流电压闭环调节回路来控制有源非线性电容网络（3）的最小输出电压。

7.根据权利要求6所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述模块（33）是根据二极管整流桥（1）的输出电压来启动和关闭其内部的有源电流电压闭环调节回路以使整个***在满足相应指标的条件下达到高效率。

8.根据权利要求1~3任一所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

有源非线性电容网络（3）包括谷填充电路（31）、Boost升压电路（32）和模块（33）；

所述谷填充电路（31）包括电容C1、C2以及二极管D1、D2和D3；电容C1和二极管D1形成一支路，该支路中，电容C1与谷填充电路（31）的正端相接，二极管D1的阳极与谷填充电路（31）的负端相接；电容C2和二极管D3形成另一支路，该支路中，电容C2与谷填充电路（31）的负端相接，二极管D3的阴极与谷填充电路（31）的正端相接；电容C1和二极管D1形成的支路与电容C2和二极管D3形成的支路相并联；二极管D2的阳极与电容C1和二极管D1的连接点相连，二极管D2的阴极与电容C2和二极管D3的连接点相连；所述谷填充电路（31）的充放电回路分别是经电容C1、C2和二极管D2形成充电回路，电容C1和二极管D1以及电容C2和二极管D3的并联形成放电回路；

所述Boost升压电路（32）由电感L、功率开关Q1、电流检测电阻R_S和二极管D构成；市电交流经二极管整流桥（1）输出再依次经电感L、功率开关Q1和电流检测电阻R_S构成回路；电感L与功率开关Q1的连接点为β点，二极管D的阳极与β点相连；二极管D的阴极与谷填充电路31的正端相连接；

模块（33）由启动控制块（331）和恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器（332）组成；

模块（33）根据二极管整流桥（1）的输出电压驱动决定开启或关闭恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器（332）。

9.根据权利要求8所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

启动控制块（331）由比较器（3311）、逻辑控制部件（3312）及参考阀电压（3313）组成；模块（33）根据二极管整流桥（1）的输出电压驱动决定开启或关闭恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器（332）；具体如下：

二极管整流桥（1）的输出电压经比较器（3311）、逻辑控制部件（3312）及参考阀电压（3313）产生启动关闭控制电压，从而控制恒定关断时间控制的峰值电流双环电流电压调节器（332）进行相应操作。

10.根据权利要求8或9所述的低储能电容、高功率因数直流电流输出的LED驱动电路，其特征是：

所述LED驱动电路还包括二极管Din，所述二极管Din的阳极连接到二极管整流桥（1）的输出正端，二极管Din的阴极连接到谷填充电路（31）的正端。