CN102857130A - 多电平功率变换器及其制造方法和操作方法 - Google Patents

多电平功率变换器及其制造方法和操作方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及多电平功率变换器及其制造方法和操作方法。功率变换器包括连接成接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平的输入级。功率变换器还包括由多个交错LLC变换器构成的输出级，所述多个交错LLC变换器具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端和提供DC输出电压的并联连接输出端。另外，功率变换器包括与输入级和输出级互连以便从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器提供大体均衡的输出电流的均衡电路。还提供制造所述功率变换器的方法，和操作所述功率变换器的方法。

Description

多电平功率变换器及其制造方法和操作方法
技术领域
本申请一般涉及功率变换，更具体地说，涉及功率变换器、制造功率变换器的方法和操作功率变换器的方法。
背景技术
电感-电感-电容(LLC)功率变换器是功率变换***的日益重要部分。与其它功率变换器相比，LLC功率变换器具有许多优点。这些优点可以包括当在初级开关在空载和满载之间循环时的零电压切换，以及提供较低的电磁发射。LLC功率变换器还可以在比其它多种形式的功率变换器更高的开关频率下工作，这又能够降低某些LLC功率变换器组件的大小。不过，当采用LLC功率变换器时，尤其是当试图对于公共输出负载，交错两个或更多的LLC功率变换器时，也会出现缺陷。交错LLC功率变换器的一个特别难以解决的缺陷包括由于交错LLC功率变换器之间的不同组件容限，使来自多个交错LLC功率变换器的负载电流不同。在这方面的改进会有利于该领域。
发明内容
本公开的实施例提供功率变换器，以及制造功率变换器的方法和操作功率变换器的方法。
在一个实施例中，功率变换器包括连接成接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平的输入级。功率变换器还包括由多个交错LLC变换器构成的输出级，所述多个交错LLC变换器具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端，和提供DC输出电压的并联连接输出端。另外，功率变换器包括与输入级和输出级互连，以便从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器提供大体均衡的输出电流的均衡电路。
在再一方面，制造功率变换器的方法包括连接输入级，以接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平。所述方法还包括用具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端和提供DC输出电压的并联连接输出端的多个LLC变换器构成输出级。另外，所述方法包括使均衡电路与输入级和输出级互连，以大体均衡来自用于DC输出电压的多个LLC变换器的输出电流。
在另一方面，操作功率变换器的方法包括接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平，以及从具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端的多个交错LLC变换器的并联连接输出端，产生DC输出电压。所述方法还包括从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器，提供大体均衡的输出电流。
上面概述了本公开的优选特征和备选特征，以致本领域的技术人员可更好地理解本公开的以下详细说明。下面将说明本公开的构成本公开的权利要求的主题的另外特征。本领域的技术人员会认识到，他们能够容易地把公开的构想和具体实施例用作设计或修改实现本公开的相同目的的其它结构的基础。
附图说明
现在参考结合附图进行的以下说明，其中：
图1图解说明按照本公开的原理构成的功率变换器的实施例的方框图；
图2A和2B图解说明表示利用均衡电路，比如图1中的均衡电路的影响的交错LLC变换器输出电流的例子；
图3图解说明与图1中所示的功率变换器对应的功率变换器的实施例的示意图；
图4图解说明与图3的输出级的LLC变换器对应的交错LLC变换器控制信号；
图5图解说明与图3的输出级中的交错LLC变换器对应的归一化增益曲线；
图6图解说明与图1中所示的功率变换器对应的功率变换器的另一个实施例的示意图；
图7图解说明按照本公开的原理构成的扩展功率变换器的实施例的方框图；
图8A、8B和8C图解说明与图7的扩展功率变换器相关并且按照本公开的原理构成的几个电压总线结构、输出级和均衡电路；
图9图解说明按照本公开的原理进行的制造功率变换器的方法的实施例的流程图；以及
图10图解说明按照本公开的原理进行的操作功率变换器的方法的实施例的流程图。
具体实施方式
图1图解说明按照本公开的原理构成的功率变换器100的实施例的方框图。功率变换器100包括输入级105、输出级115和均衡电路125。
输入级105是3相3电平功率因数校正电路，它具有连接到3相AC输入电压的3个输入端107a、107b、107c。输入级105还包括具有连接成以正DC总线电压(+Vbus)、中间总线电压(Vmid)和负DC总线电压(-Vbus)的形式提供多个DC电压电平的3个电平108、109、110的输出端。
输出级115包括具有第一和第二串联连接输入端117a、117b和121a、121b的第一和第二电感-电感-电容交错(LLC)变换器，第一和第二串联连接输入端117a、117b和121a、121b耦接到正、中间和负总线电压+Vbus，Vmid和-Vbus的多个DC电压电平。第一和第二并联连接输出端118a、118b和122a、122b提供DC输出电压Vout。
均衡电路125互连到输入级105和输出级115，并且包括第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2，和双向箝位电路BDC，双向箝位电路BDC连接在第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2的接合点与中间总线电压Vmid之间，以便为DC输出电压Vout，提供来自第一和第二交错LLC变换器116、120的大体均衡的输出电流。
图2A和2B图解说明交错LLC变换器输出电流的例子200和220，表示利用均衡电路，比如图1中的均衡电路125的影响。图2A的波形200表示来自耦接到公共负载并在没有均衡电路的情况下工作的第一和第二交错半桥LLC变换器的相应输出电流205、210。可以看出这两个输出电流205、210相当不同，导致较大的输出纹波和工作效率低。
相反，图2B的波形220表示来自耦接到公共负载并在具有按照本发明的原理的均衡电路，比如图1的均衡电路125的情况下工作的第一和第二交错半桥LLC变换器的相应输出电流225、230。这里，看出和输出电流205、210相比，这两个输出电流225、230的差异大大减小，从而减少输出纹波并提高工作效率。
图3图解说明与图1中所示的功率变换器100对应的功率变换器300的实施例的示意图。功率变换器300包括输入级305、输出级315和均衡电路325。
输入级305是3相3电平功率因数校正电路并且包括连接到3相AC输入电压Va、Vb、Vc的3个输入端307a、307b、307c。输入级305还包括具有连接成以正DC总线电压(+400伏)、中间总线电压(0伏)和负DC总线电压(-400伏)的形式，提供多个DC电压电平的3个电平308、309、310的输出端。输入级305还包括输入电感器La、Lb、Lc，正电压整流器Da1、Db1、Dc1，负电压整流器Da2、Db2、Dc2，和由输入级控制信号Qa、Qb和Qc独立控制的多对功率开关，如图所示。
输出级315包括耦接在一起以提供输出电压Vout和接纳公共输出负载(未具体示出)的第一和第二半桥交错LLC变换器317、321。第一半桥交错LLC变换器317包括输入电容器CA1、CA2，第一输入电感器LA，第二输入电感器LmA，变压器TA，和由输出级控制信号Q1A和Q2A独立控制的输入控制开关和变压器控制开关。对应地，第二半桥交错LLC变换器321包括输入电容器CB1、CB2，第一输入电感器LB，第二输入电感器LmB，变压器TB，和由输出级控制信号Q1B和Q2B独立控制的开关。第二输入电感器LmA,LmB分别是变压器TA、TB的输入磁化电感。
均衡级325包括第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2，和双向箝位电路BDC。第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2串联连接在+400伏的正电压电平和-400伏的负电压电平之间，并且分别连接到第一和第二半桥交错LLC变换器317、321的输入端，如图所示。双向箝位电路BDC连接在第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2的接合点(节点A)和0伏的中间总线电压(节点B)之间。在图解说明的实施例中，双向箝位电路BDC是瞬态吸收器(瞬态电压抑制二极管)。双向箝位电路BDC的其它实施例可包括一个或多个MOV(金属氧化物变阻器)，诸如电阻器或电容器之类的无源器件，和诸如MOSFET或二极管之类的有源器件。
输入级305的输入级控制信号Qa、Qb和Qc控制相应的各对功率开关，以引导3相AC输入电压Va、Vb、Vc通过正电压整流器Da1、Db1、Dc1和负电压整流器Da2、Db2、Dc2，从而提供和保持+400伏、-400伏和0伏的多个DC电压电平。通过采用输出级控制信号Q1A和Q2A，+400伏和0伏的多个DC电压电平被施加于第一半桥交错LLC变换器317。对应地，通过采用输出级控制信号Q1B和Q2B，0伏和-400伏的多个DC电压电平被施加于第二半桥交错LLC变换器321。
控制信号Q1A激活其输入控制开关，以把第一输入电感器LA、第二输入电感器LmA(变压器TA输入绕组)和输入电容器CA2连接在+400伏和0伏的多个DC电压电平之间。同时，控制信号Q1A还激活其变压器控制开关，以把正输出电流提供给公共输出负载(未示出)。
类似地，控制信号Q2A激活其输入控制开关，以把第一输入电感器LA、第二输入电感器LmA和输入电容器CA1连接在0伏和+400伏的多个DC电压电平之间。同时，控制信号Q2A还激活其变压器控制开关，以把正输出电流提供给公共输出负载。控制信号Q1A和Q2A互斥，从而禁止它们各自的输入控制开关和变压器控制开关同时激活。
对应地，控制信号Q1B激活其输入控制开关，以把第一输入电感器LB、第二输入电感器LmB(变压器TB输入绕组)和输入电容器CB2连接在0伏和-400伏的多个DC电压电平之间。同时，控制信号Q1B还激活其变压器控制开关，以把正输出电流提供给公共输出负载。
类似地，控制信号Q2B激活其输入控制开关，以把第一输入电感器LB、第二输入电感器LmB和输入电容器CB1连接在-400伏和0伏的多个DC电压电平之间。同时，控制信号Q2A还激活其变压器控制开关，以把正输出电流提供给公共输出负载。控制信号Q1B和Q2B互斥，从而禁止它们各自的输入控制开关和变压器控制开关同时激活。
输出级控制信号Q1A和Q1B，以及Q2A和Q2B被移相90°，如图4中所示，以提供第一和第二半桥交错LLC变换器317、321的输出电流的交错。
图4图解说明与图3的输出级315的LLC变换器对应的交错LLC变换器控制信号400。在控制信号400中可以看出控制信号Q1A和Q2A互斥，以及控制信号Q1B和Q2B也互斥。另外，控制信号Q1A和Q2A以及控制信号Q1B和Q2B被移相90°。
重新参见图3，理想地，如果在第一和第二半桥交错LLC变换器317、321中不存在输入组件失配，那么节点A理应被保持在近似0伏(节点B)。即，如果主要在输入电感器LA和LB以及输入电容器CA1、CA2、CB1和CB2方面，不存在失配，那么节点A理应被保持在近似0伏。不过，这些组件的失配通常使来自第一和第二半桥交错LLC变换器317、321的输出电流不同。
对于第一和第二半桥交错LLC变换器317、321，可计算串联谐振频率，如下所示。
Fseries A = 1 2 π C A L A , 以及(1A)
Fseries B = 1 2 π C B I B - - - ( 1 B )
其中CA＝CA1+CA2，CB＝CB1+CB2。对于下面所示的情况最坏的失配，在图5中关于等式1A和1B画出了归一化增益曲线：
LA和CA(分别+8%和+5%容限),以及
LB和CB(分别-8%和-5%容限)。
图5图解说明与图3的输出级315中的交错LLC变换器对应的归一化增益曲线500。归一化增益曲线500包括与具有串联谐振频率FseriesA的LA和CA对应的第一归一化增益曲线505，和与具有串联谐振频率FseriesB的LB和CB对应的第二归一化增益曲线510。第一和第二归一化增益曲线505、510对应于在没有均衡电路325的情况下，会导致的最坏情况的容限扩展。按照这种模式工作(即，没有均衡电路)会产生在两个归一化增益曲线505、510之间变化的输出电流。均衡的归一化增益曲线515表示采用均衡电路325。
重新参见图3，第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2提供偏移电压补偿，偏移电压补偿产生与均衡的归一化增益曲线515对应的均衡的归一化增益曲线。在理想条件下(即，在LA、LB、CA和CB方面不存在失配)，来自CBAL1和CBAL2的电流的幅度大体相同。利用图5的归一化增益曲线可以看出，对于如上所述的这些LLC振荡回路元件的失配(即，和LA和CA分别具有+8%和+5%容限，以及LB和CB分别具有-8%和-5%容限的情况)，和对于接近串联谐振频率的工作频率，第一半桥交错LLC变换器317将向公共输出负载提供较少的功率，而第二半桥交错LLC变换器321将向公共输出负载提供较多的功率。
这种功率失配导致第一均衡电容器CBAL1两端之间的电压和第二均衡电容器CBAL2两端之间的电压不均衡。以使第一半桥交错LLC变换器317向第一均衡电容器CBAL1要求较少的电流，以及使第二半桥交错LLC变换器321向第二均衡电容器CBAL2要求较多的电流的方式，发生这些失配。这种电流不均衡导致第一均衡电容器CBAL1两端之间的电压增大，第二均衡电容器CBAL2两端之间的电压减小，而由于受输入级305控制，第一和第二均衡电容器CBAL1和CBAL2两端之间总电压被保持恒定。
第一均衡电容器CBAL1两端之间的电压的增大会增大第一半桥交错LLC变换器317的增益，从而向公共输出负载提供较多的电流。对应地，第二均衡电容器CBAL2两端之间的电压的减小会降低第二半桥交错LLC变换器321的增益，从而向公共输出负载提供较少的电流。在由第一和第二半桥交错LLC变换器317、321提供的功率大体相等之前，发生跨第一和第二均衡电容器CBAL1和CBAL2的这种电荷均衡处理。
在最坏的情况下，尤其是当按照工作循环模式或者在很低的输出负载条件下，操作第一和第二半桥交错LLC变换器317、321的功率系列时，第一均衡电容器CBAL1两端之间的电压和第二均衡电容器CBAL2两端之间的电压将大大偏离。如果不加以控制，那么这种偏离会超过由输出级控制信号Q1A、Q2A、Q1B和Q2B控制的器件的额定电压。通过在节点A和B之间连接双向箝位电路BCD，可以限制第一和第二均衡电容器CBAL1、CBAL2两端之间的电压摆动。箝位电压一般被选择成对应于LLC振荡回路元件的失配。在这种情况下，箝位电压会约为400伏的13(8+5)%。这指示只有当电势差超过(400的(8+5)%)/2时，电流才会在节点A和B之间流动。
图6图解说明与图1中所示的功率变换器100对应的另一个功率变换器600的实施例的示意图。功率变换器600包括输入级605、输出级615和均衡电路625。在本实施例中，输出级615是全桥交错LLC变换器，而不是图3中采用的半桥交错LLC变换器。
图7图解说明按照本公开的原理构成的扩展功率变换器700的实施例的方框图。扩展功率变换器700是图1的功率变换器100的概括。扩展功率变换器700包括输入级705、输出级715和均衡电路725。
输入级705是3相N电平功率因数校正电路，它具有3相AC输入并提供与N个DC总线电压的倍数对应的N个电平。输出级715采用取决于N个电平的一组交错LLC变换器。均衡电路725采用也取决于N个电平的均衡电容器和双向箝位电路。一般地，对于连接到N个DC电压电平的(N-1)个交错LLC变换器，均衡电路725包括连接到(N-2)个双向箝位电路的(N-1)个均衡电容器，其中N至少等于3。另外，(N-1)个交错LLC变换器的每个控制信号的额定相位角对应于180°/(N-1)的相位角。在图8A、8B和8C中更详细地说明了等于3、4和5的N个电平。
图8A、8B和8C图解说明与图7的扩展功率变换器700相关并且按照本公开的原理构成的几个电压总线结构800、输出级和均衡电路840。
图8A对应于为3的N电平，并且显示3个总线电压+Vbus、Vmid(一般为0伏)和-Vbus。分隔总线电压的电压幅度被认为是|Vbus|。当然，输出级采用具有90°(180°/(N-1))的控制相位角分离的2个(N-1)交错LLC变换器。均衡电路采用2个(N-1)均衡电容器和1个(N-2)双向箝位电路。
图8B对应于为4的N电平，并且显示4个总线电压+Vbus、+(1/3)Vbus、-(1/3)Vbus和-Vbus。分隔总线电压的电压幅度被认为是|(2/3)Vbus|。输出级采用具有60°(180°/(N-1))的控制相位角分离的3个(N-1)交错LLC变换器。均衡电路采用3个(N-1)均衡电容器和2个(N-2)双向箝位电路。
图8C对应于为5的N电平，并且显示5个总线电压+Vbus、+(1/2)Vbus、Vmid(一般为0伏)、-(1/2)Vbus和-Vbus。分隔总线电压的电压幅度被认为是|(1/2)Vbus|。输出级采用具有45°(180°/(N-1))的控制相位角分离的4个(N-1)交错LLC变换器。均衡电路采用4个(N-1)均衡电容器和3个(N-2)双向箝位电路。可概括出N的奇数值具有一般为0的Vmid电压值，N的偶数值没有Vmid电压值。
图9图解说明按照本公开的原理进行的制造功率变换器的方法900的实施例的流程图。方法900开始于步骤905，随后，在步骤910，连接输入级以接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平。在步骤915，用具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端和提供DC输出电压的并联连接输出端的多个LLC变换器构成输出级，然后在步骤920，使均衡电路与输入级和输出级互连，以大体均衡来自用于DC输出电压的多个LLC变换器的输出电流。
在一个实施例中，均衡电路包括分别用于多个LLC变换器的均衡电容器，其中各个均衡电容器标称数值相等。另外，均衡电路包括连接在两个均衡电容器的接合点和多个DC电压电平之一之间的双向箝位电路。通常，对于连接到N个DC电压电平的(N-1)个LLC变换器，均衡电路包括连接到(N-2)个双向箝位电路的(N-1)个均衡电容器，N至少等于3。另外，(N-1)个LLC变换器的每个控制信号的额定相位角对应于180°/(N-1)的相位角。
在再一个实施例中，均衡电路包括瞬态吸收器。在另一个实施例中，均衡电路包括采用选自包含金属氧化物变阻器、电阻器或电容器以及MOSFET或二极管组成的组中的一个的双向箝位电路。方法900结束于步骤925。
图10图解说明按照本公开的原理进行的操作功率变换器的方法1000的实施例的流程图。方法1000始于步骤1005，随后在步骤1010，接收3相AC输入电压，和提供多个DC电压电平。在步骤S1015，从具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端的多个交错LLC变换器的并联连接输出端，产生DC输出电压，然后在步骤1020，从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器，提供大体均衡的输出电流。
在一个实施例，所述提供包括提供分别用于多个交错LLC变换器的均衡电容器，其中各个均衡电容器标称数值相等。另外，所述提供包括在两个均衡电容器的接合点和多个DC电压电平之一之间提供双向箝位。通常，对至少等于3的N来说，所述提供包括对于(N-1)个交错LLC变换器和N个DC电压电平，提供(N-1)个均衡电容器和(N-2)个双向箝位电路，(N-1)个交错LLC变换器的每个控制信号的额定相位角对应于180°/(N-1)的相位角。
在另一个实施例中，所述提供包括提供利用瞬态吸收器作为双向箝位电路的均衡电路。在另一个实施例中，提供均衡电路包括提供采用选自包含金属氧化物变阻器、电阻器或电容器和MOSFET或二极管组成的组中的一个的双向箝位电路。方法1000结束于步骤1025。
虽然关于按照特定顺序进行的特定步骤，说明和示出了这里公开的方法，不过显然这些步骤可以被结合、再分或者重新排序，以形成等同的方法，而不脱离本公开的教导。因而，除非这里明确地指出，否则步骤的顺序或分组不是对本公开的限制。
本申请所涉及领域的技术人员会理解可对说明的实施例做出其它更多的添加、删除、替换和修改。

Claims (10)

1.一种功率变换器，包括：
连接成接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平的输入级；
由多个交错LLC变换器构成的输出级，所述多个交错LLC变换器具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端，和提供DC输出电压的并联连接输出端；和
与输入级和输出级互连以便从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器提供大体均衡的输出电流的均衡电路。
2.按照权利要求1所述的功率变换器，其中均衡电路包括分别用于多个交错LLC变换器的均衡电容器。
3.按照权利要求1所述的功率变换器，其中均衡电路包括标称数值相等的均衡电容器。
4.按照权利要求1所述的功率变换器，其中均衡电路包括连接在两个均衡电容器的接合点和多个DC电压电平之一之间的双向箝位电路。
5.按照权利要求1所述的功率变换器，其中对于连接到N个DC电压电平的(N-1)个交错LLC变换器，均衡电路包括连接到(N-2)个双向箝位电路的(N-1)个均衡电容器，N至少等于3。
6.按照权利要求5所述的功率变换器，其中(N-1)个交错LLC变换器的每个控制信号的额定相位角对应于180°/(N-1)的相位角。
7.按照权利要求1所述的功率变换器，其中均衡电路包括瞬态吸收器。
8.按照权利要求1所述的功率变换器，其中均衡电路包括采用选自由以下构成的组中的一个的双向箝位电路：
金属氧化物变阻器；
电阻器或电容器；和
MOSFET或二极管。
9.一种制造功率变换器的方法，包括：
连接输入级，以接收3相AC输入电压和提供多个DC电压电平；
用具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端和提供DC输出电压的并联连接输出端的多个LLC变换器构成输出级；以及
使均衡电路与输入级和输出级互连，以大体均衡来自用于DC输出电压的多个LLC变换器的输出电流。
10.一种操作功率变换器的方法，包括：
接收3相AC输入电压，和提供多个DC电压电平；
从具有耦接到多个DC电压电平的串联连接输入端的多个交错LLC变换器的并联连接输出端，产生DC输出电压；和
从用于DC输出电压的多个交错LLC变换器，提供大体均衡的输出电流。
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