CN102843053B - 一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，是一种用来对磁轴承线圈中的电流进行主动控制的装置，其主要包括控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路。该数字开关功率放大器由控制器计算电流采样值与电流期望值的误差并进行死区实时修正之后进行基于三维空间矢量的PWM调制，再将调制完成的PWM信号经隔离驱动电路控制四桥臂功率主电路中功率开关管的导通与关断，从而达到控制磁轴承线圈电流的目的。本发明实现了一种适用于磁轴承控制***的数字开关功率放大器，减少了功率开关管的数量和输出纹波电流的幅值，降低了电磁轴承的损耗。

Description

一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器

技术领域

本发明涉及一种开关功率放大器，是一种基于三维空间矢量的磁轴承***的开关功率放大器，用于对磁轴承线圈的输出电流进行主动控制。

背景技术

高速磁悬浮电动机由于采用磁悬浮轴承代替传统的机械轴承，具有转速高、无摩擦、无需润滑、能量密度高、尺寸小等优点具有广阔的应用前景。功率放大器作为高速磁悬浮电动机磁轴承控制***的执行器，其能量消耗最大，减小功率放大器的能量损耗、提高集成度、增加可靠性是功率放大器设计的最主要目的之一。

为了提高功率放大器的效率，高速磁悬浮电动机磁轴承控制***普遍采用开关功率放大器。根据脉冲宽度调制信号产生电路的实现方式不同，磁轴承用开关功率放大器分为模拟器件实现和数字实现两种。现有的磁轴承控制***功率放大器多采用图1所示的全桥结构，采用传统的两电平PWM脉宽调制方法输出电流纹波很大，在电磁轴承中产生较大的铁耗和铜耗。

在中国专利“ZL200510012131.2”公开的“一种用于永磁偏置电磁轴承的低纹波开关功率放大器”中，采用模拟器件实现了三电平PWM脉宽调制的功能，降低了纹波损耗；但是采用模拟器件搭建的功率放大器损耗较大、体积较大，同时若要改变PWM调制方式必须进行硬件调整，使用不方便。

在中国专利“200610114390.0”公开的“一种用于磁悬浮飞轮磁轴承***的开关功率放大器”中，采用FPGA+DSP为控制器，采用三态PWM调制方式，数据处理能力强，电流纹波小；但其需要在下桥两个功率开关管源极和参考地之间分别串接无感功率电阻，通过FPGA控制在回路续流时对电流信号进行采样，控制方式复杂，编程实现困难。

上述两个专利均采用全桥结构，控制一个线圈均需要4个功率开关管，要实现5个线圈的磁轴承控制，需要20个功放管，造成体积和损耗均有所增加。

在中国专利“200710120705.7”公开的“一种用于磁轴承***基于空间矢量的开关功率放大器”中，采用图2所示的三桥臂结构作为主电路，采用FPGA+DSP作为控制器，利用二维空间矢量调制方法，大大降低了电流纹波损耗，而且中间桥臂被两个磁轴承线圈所公用，减少了功率开关管的数量，减小了功放电路的体积；但是其开关管数量仍较多，功放电路体积仍较大，如果要进一步减小开关管的数量和功放电路的体积，该方法将受到限制，并且该方法只能实现二维空间内的矢量调整，同时其利用采样电阻进行电流采样，当供电电压较高时隔离效果弱，安全性不高，抗干扰性亦不强。

同时上述几个专利均未考虑PWM死区对磁轴承电压造成的影响，当死区时间较大，调制频率比较高时，死区造成的电压差值积累将不容忽视。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服现有技术存在的不足，提供一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，采用基于三维空间矢量的调制方式，减少了功率管的数量和功放电路的体积，降低了纹波的幅值，降低了磁轴承***的损耗，同时具有响应速度快，编程灵活的特点；采用PWM死区实时补偿的方法提高了控制精度；采用高精度的电流互感器作为电流反馈检测电路，控制电（弱电）和功率电（强电）隔离效果好，安全性高，检测精度高，抗干扰性强、响应带宽高，易于实现。

本发明的技术解决方案：一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，主要包括控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路，其中：

控制器：通过内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，得到误差大小，同时利用死区补偿算法计算PWM死区时间积累导致的磁轴承线圈电压上升值或者下降值，并将该上升值或者下降值转换成电流修正值，用此电流修正值对得到的误差信号进行修正，对修正之后的误差信号利用空间矢量算法进行PWM调制，输出八路PWM信号（PWM1～PWM8），送至隔离驱动电路；

隔离驱动电路：输入与控制器输出的PWM信号相连，输出与四桥臂功率主电路相接，用于生成四桥臂功率主电路中功率开关管的栅极驱动信号；

四桥臂功率主电路：由隔离驱动电路输出的栅极驱动信号控制上、下桥臂八个功率开关管的导通与关断，从而在磁轴承的三个线圈中生成与控制器计算的期望电流控制量成比例的电流输出；

三个电流反馈检测电路：输入与四桥臂功率主电路相接，输出与调理电路相接，分别用于检测四桥臂功率主电路的磁轴承的三个线圈电流反馈信号；

信号调理电路：输出与信号滤波电路相接，用于对三个电流反馈检测电路输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小；

信号滤波电路：输入与信号调理电路调理之后的信号进行连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出与控制器的AD转换接口相接，在主控制器DSP的控制下，对信号滤波电路输出的三个电流反馈信号进行采样。

所述的控制器由DSP和FPGA组成，其中DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法、死区补偿算法和三维空间矢量算法，FPGA作为DSP***的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号。DSP应用三维空间矢量法计算出四桥臂主电路上桥臂四个功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接受DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较得到上桥臂四个功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4，下桥臂四个功率开关管的信号PWM5～PWM8由PWM1～PWM4经FPGA产生的死区逻辑和反相逻辑后得到。

所述的死区补偿算法步骤为：

①规定电流正方向从左至右，根据A、B、C、D四点的电流方向来计算各点补偿前后的电压差值△U_A、△U_B，△U_C，△U_D，每个点电压补偿值的幅度均为△U=N×T_{dead_time}×T/U，其中N代表一个调制周期内载波的个数，随着转速的增加而减小，T_{dead_time}代表死区时间，U代表供电直流电压的幅值，T代表载波周期。

②流过A、B、C、D四点的电流分别为I₁、I₂-I₁、I₃-I₂、-I₃，当流过A、B、C、D四点的电流方向为正时，电压补偿值为正，当电流方向为负时，电压补偿值为负。所以A、B、C、D四点的电压补偿值分别为sign(I₁)×△U、sign(I₂-I₁)×△U、sign(I₃-I₂)×△U、sign(-I₃)×△U，其中I₁、I₂、I₃分别代表流过线圈1、线圈2、线圈3的电流，sign表示符号函数。

③根据各点的电压补偿值计算三个线圈的电压补偿值分别为：△U₁＝△U_A-△U_B、△U₂=△U_B-△U_C、△U₃=△U_C-△U_D，△U₁、△U₂、△U₃分别代表三个线圈的电压补偿值，并将三个电压补偿值分别除以线圈电阻值转换成三个线圈的电流修正值△I₁、△I₂、△I₃。

所述的三维空间矢量算法步骤为：

①主控制器DSP实时计算并利用死区补偿算法进行死区修正得到磁轴承三个线圈的修正电流误差值；

②利用三个修正电流误差值进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量；

③DSP根据得到的三维空间矢量期望的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处的区间；

④根据所处的区间计算得到四桥臂主电路上桥臂四个功率管期望的导通时间，进而计算得到功率开关管的导通触发时刻和关断触发时刻；

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较得到上桥臂四路PWM信号，同时对上桥臂四路PWM信号添加反相逻辑和死区逻辑，得到下桥臂四路PWM信号；

本发明的控制原理：对磁轴承开关功率放大器而言，通过对四个桥臂上的八个功率开关管VT1～VT8的导通和关断进行控制，可以同时控制磁轴承的线圈1、线圈2和线圈3的导通与关断，同时为了避免同一个桥臂的上下功率开关管直通，必须要求四桥臂上下功率开关管对应的信号反相并且添加死区延时，即VT1～VT8对应的信号：S1与S5、S2与S6、S3与S7、S4与S8反相且带有死区延时。如图3和图5所示，其中图5箭头所指的虚线区域代表死区，死区时间根据器件的开通时间和关断时间确定；H和L分别代表四桥臂功率主电路中任意一个桥臂的上下两个开关管未加死区时的PWM信号，H1和L1分别代表四桥臂功率主电路中任意一个桥臂的上下两个开关管添加死区时的PWM信号。通过控制上桥臂四个功率开关管栅极驱动信号（S1S2S3S4）取不同的逻辑值（0或1），可以组合成十六种状态，其中包括十四个非零基本矢量和两个零基本矢量，每个开关状态对应的空间电压矢量由同一个区间三个线圈电压矢量合成。其空间分布如图6所示。由于采用四桥臂结构，所以将整个电压矢量的区域分为24（4的阶乘）个区间，二十四个区间的划分原则是根据16个基本矢量按照保证相邻两次切换过程中最少的开关管参与导通和关断的原则依次确定的，即四个桥臂中只有一个半桥参与导通和关断，即产生最小的开关损耗；同时为了使产生的空间矢量谐波最小，各路电压矢量在每个开关周期内采用对称式分布结构，将每个开关周期分为五个组成部分，其中三个组成部分是三个非零基本电压矢量的导通时间，如果这三部分时间之和小于开关周期，则将此差值平均分配给两个零基本矢量。采用对称的九段式空间矢量算法，在每个开关周期的开始和结束阶段是两个零基本矢量的作用时间，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量的左右两侧，即按照零基本矢量1→非零基本矢量1→非零基本矢量2→非零基本矢量3→零基本矢量2→非零基本矢量3→非零基本矢量2→非零基本矢量1→零基本矢量1所示的九段式顺序作用。各个区间对应的基本电压矢量、基本电压矢量作用顺序以及各个区间的判断条件如表1所示。表1中Ux、Uy、Uz分别代表三维空间矢量中三个线圈期望的参考电压调节量，Vi(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量。二十四个区间的划分原则是根据16个基本矢量按照保证相邻两次切换过程中最少的开关管参与导通和关断的原则依次确定的。Ti(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量的作用时间，T代表载波周期，U是供电直流电压的幅值，所属区间的判断条件按照区间的各个基本向量的导通时间大于等于零，以参考电压矢量Vref落在第5区间为例进行说明：该区间的基本电压矢量是V14、V6和V4，其基本作用时间分别为T14、T6和T4，即（S1 S2 S3 S4）取（1110）的时间为T14，即三个线圈电压是（00U）的时间是T14，（S1 S2 S3 S4）取（0110）的时间为T6，即三个线圈电压是（-U0U）的时间是T6，（S1 S2 S3 S4）取（0100）的时间为T4，即三个线圈电压是（-UU0）的时间是T4，根据矢量等效方程Vref×T＝T14×V14+T10×V6+T8×V4，可以转化为如下方程组：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Ux}\×T=T14\×0+T6\×(-U)+T4\×(-U)\\ \mathrm{Uy}\×T=T14\×0+T6\×0+T4\×U\\ \mathrm{Uz}\×T=T14\×U+T6\×U+T4\×0\end{array}\right.$

解方程组得：

$\left\{\begin{array}{c}T14=(\mathrm{Ux}+\mathrm{Uy}+\mathrm{Uz})\×T/U\\ T6=-(\mathrm{Ux}+\mathrm{Uy})\×T/U\\ T4=\mathrm{Uy}\×T/U\end{array}\right.$

根据T14≥0、T6≥0和T4≥0得到参考电压矢量Vref落在第5区间时的区间判断条件：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Uy}\≥0\\ \mathrm{Ux}+\mathrm{Uy}\≤0\\ \mathrm{Ux}+\mathrm{Uy}+\mathrm{Uz}\≥0\end{array}\right.$

其他23个所属区间的判断条件可以类似依次得到。

表1区间电压作用顺序以及区间判断条件

根据表1所示的所属区间划分条件，判断期望电压调节量Vref（Ux Uy Uz）所属区间，然后根据区间基本电压矢量作用顺序计算各个基本电压矢量的作用时间。例如：若期望电压调节量Vref（Ux Uy Uz），满足条件Ux+Uy≥0，Uy≤0，Uy+Uz≥0，则根据上表可知参考电压矢量Vref落在第3区间，依据开关损耗最小和谐波最小原则，此区间的基本电压矢量由表1可知应取为（V14、V10、V8），则Vref的作用效果可以通过基本矢量（V14、V10、V8）作用合成，即：Vref×T＝T14×V14+T10×V10+T8×V8，其中V14的作用时间为T14，V10的作用时间为T10，V8的作用时间为T8。其中Vi(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量，Ti(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量的作用时间，T代表载波周期。由于本发明采用对称的九段式空间矢量算法，在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V15一半的作用时间：1/2×T15=t₀/4，而开关周期的中间时间段是零基本矢量V0作用时间：T0=t₀/2。其中t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量V15的左右两侧。如图7所示，（S1 S2 S3 S4）取（1110）的时间为T14，即三个线圈电压是（00U）的时间是T14，（S1 S2 S3 S4）取（1010）的时间为T10，即三个线圈电压是（U-UU）的时间是T10，（S1 S2 S3 S4）取（1000）的时间为T8，即三个线圈电压是（U00）的时间是T8，（S1 S2 S3 S4）取（0000）的时间为T0，即三个线圈电压是（000）的时间是T0，（S1 S2 S3 S4）取（1111）的时间为T15，即三个线圈电压是（000）的时间是T15。其中U是供电直流电压的幅值。矢量等效方程Vref×T＝T14×V14+T10×V10+T8×V8，可以转化为如下方程组：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Ux}\×T=T14\×0+T10\×U+T8\×U\mathrm{}\\ \mathrm{Uy}\×T=T14\×0+T10\×(-U)+T8\×0\\ \mathrm{Uz}\×T=T14\×U+T10\×U+T8\×0\end{array}\right.$

通过求解方程组可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}T14=(\mathrm{Uy}\×T+\mathrm{Uz}\×T)/U\\ T10=-\mathrm{Uy}\×T/U\\ T8=(\mathrm{Ux}\×T+\mathrm{Uy}\×T)/U\end{array}\right.$

从而可以得到两个零矢量的作用时间T15＝T0＝（T-T14-T10-T8）/2，所以S1信号的高电平宽度为：T15+T14+T10+T8＝t₀/2+t₁+t₂+t₃；S2信号的高电平宽度为：T15+T14＝t₀/2+t₁；S3信号的高电平宽度为：T15+T14+T10＝t₀/2+t₁+t₂；S4信号的高电平宽度为：T15＝t₀/2；其中t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，t₁、t₂和t₃分别为Vref对应的三个非零基本矢量按照导通顺序依次的作用时间，即对于本例t₁=T14，t₂=T10，t₃=T8，t₀＝T-T14-T10-T8，t₁、t₂和t₃的大小由Vref的大小和方向决定，根据上桥臂四个功率开关管对应触发信号的高电平宽度可以求出每个功率开关管的导通时间；利用每个功率开关管的导通时间结合对称性可以计算出导通触发时刻和关断触发时刻，由于本发明中采用对称性结构，所以只需得到上桥臂四个开关管的关断触发时刻，即电平由高变低的时刻，本例中：t_{trig_off_1}＝t₀/4+t₁/2+t₂/2+t₃/2，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₁/2，t_{trig_off_3}＝t₀/4+t₁/2+t₂/2，t_{trig_off_4}＝t₀/4，其中t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}分别对应上桥臂四个功率开关管的关断触发时刻，同理可以得到其他状态下的其他区间的空间矢量实现，进而实现对磁轴承线圈电流的控制。其他区间的导通时间和关断触发时刻如表2所示，表2中的X、Y、Z分别代表Ux、Uy、Uz，T代表载波周期，U是供电直流电压的幅值。

表2各区间导通时间和关断触发时刻表

本发明与现有的模拟器件实现或数字实现的磁轴承用开关功率放大器相比，优点在于：

（1）控制永磁偏置磁轴承通常需要控制五个自由度，需要控制两个径向磁轴承和一个轴向磁轴承共五路磁轴承线圈，本发明通过采用三维空间矢量控制技术和四桥臂功率主电路的拓扑结构，利用八个功率管独立控制三个独立的线圈电流，使控制5个线圈的磁轴承***需要的功率管由20个减少为14个（一个四桥臂功率主电路分别控制一个径向磁轴承x、y方向和轴向磁轴承方向共三个线圈，需要8个功率管；一个三桥臂功率主电路控制另一个径向磁轴承x、y方向的两路线圈，需要6个功率管，共14个功率管），减少了功率管数量和功放电路体积，提高了集成度，降低了纹波的幅值和磁轴承***的损耗。

（2）本发明采用高速数字信号处理器DSP和FPGA的组合进行三维空间矢量调制，将DSP作为主控制器，充分发挥其计算能力强和***接口丰富的优点，具有快速的***响应，FPGA作为辅助控制器，兼做DSP的***扩展，充分发挥其编程灵活的优点。

（3）本发明采用PWM死区实时补偿，根据A、B、C、D四点的电流方向来计算各点的电压补偿值△U_A、△U_B，△U_C，△U_D，其中流过A点的电流等于流过线圈1的电流，流过B点的电流等于线圈2的电流减去线圈1的电流，流过C点的电流等于流过线圈3的电流减去流过线圈2的电流，流过D点的电流等于流过线圈3的电流的相反数。根据各点的电流得到相应的电压补偿值计算出三个线圈的电压补偿值分别为：△U₁＝△U_A-△U_B、△U₂=△U_B-△U_C、△U₃=△U_C-△U_D，△U₁、△U₂、△U₃分别代表三个线圈的电压补偿值，将三个电压补偿值分别除以线圈电阻值转换成三个线圈的电流修正值△I₁、△I₂、△I₃。当磁轴承的线圈的供电电压比较大、死区时间比较大时，死区电压影响较大，通过实时死区补偿，可以达到提高控制精度的目的。

附图说明

图1为现有的单线圈全桥功率主电路图

图2为现有的三桥臂功率主电路图；

图3为本发明的硬件组成框图；

图4为本发明的控制器组成及流程图；

图5为PWM信号产生以及添加死区的原理图；

图6为本发明的三维空间矢量算法的基本矢量图；

图7为本发明的三维空间矢量算法中第3区间矢量的等效分解图；

图8为本发明的三维空间矢量算法流程图；

图9为本发明的电流反馈检测电路；

图10为本发明的信号调理电路与信号滤波电路电路。

具体实施方式

如图3所示，本发明主要包括：控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路，其中：控制器通过内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，得到误差大小，同时利用死区补偿算法计算PWM死区时间积累导致的磁轴承线圈电压上升值或者下降值，并将该上升值或者下降值转换成电流修正值，用此电流修正值对得到的误差信号进行修正，对修正之后的误差信号利用空间矢量算法进行PWM调制，输出八路PWM信号（PWM1～PWM8），送至隔离驱动电路；隔离驱动电路的输入与控制器输出的PWM1～PWM8信号相连，输出四桥臂功率主电路中功率开关管VT1～VT8的栅极驱动信号S1～S8，直接与四桥臂功率主电路开关管的栅极相连；四桥臂功率主电路由隔离驱动电路输出的栅极驱动信号S1～S8控制上桥臂和下桥臂八个功率开关管VT1～VT8的导通与关断，从而在磁轴承的三个线圈中生成与电流控制量成比例的电流输出；电流反馈检测电路的输入直接与四桥臂功率主电路相串联，输出接信号调理电路，用于检测四桥臂功率主电路的磁轴承的三个线圈电流反馈信号；调理电路与信号滤波电路相接，用于对三个电流反馈检测电路输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小；信号滤波电路与信号调理电路调理之后的信号相连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出的三个电流反馈信号接至控制器的AD转换口进行采集。

控制器包含主控制器DSP和辅助控制器FPGA。主控制器DSP利用内置AD转换接口对位移传感器的位移信号和磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，并将此电流期望值与电流反馈值做差得到三个电流误差信号，然后DSP采用死区补偿算法计算PWM死区时间积累导致的磁轴承线圈电压上升值或者下降值，并将该上升值或者下降值转换成电流修正值，用此电流修正值对三个电流误差信号进行修正，利用三个修正之后的误差进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量。DSP根据得到的三维空间矢量期望的电压调节量的大小和方向，按照三维空间矢量算法生成四路比较值，将四路比较值与三角载波的计数值进行比较，得到上桥臂四个功率开关管的PWM1～PWM4信号，同时对四路PWM信号添加反相逻辑和死区逻辑，得到下桥臂四个管的PWM5～PWM8信号；经隔离驱动电路2生成四桥臂功放主电路3的功率开关管的栅极驱动信号：S1～S8，其中S1与S5、S2与S6、S3与S7、S4与S8分别反相并添加死区，由S1～S8控制八个功率开关管的导通与关断，电流反馈检测电路4通过隔离检测四桥臂功率主电路3中磁轴承线圈的电流值，得到线圈的电流反馈信号。

其中VT1与VT5构成第一桥臂；VT2与VT6构成第二桥臂；VT3与VT7构成第三桥臂；VT4与VT8构成第四桥臂，磁轴承线圈1接在第一桥臂与第二桥臂之间，线圈两端点分别为A和B，线圈两端电压为U_AB；磁轴承线圈2接在第二桥臂与第三桥臂之间，线圈两端点分别为B和C，线圈两端电压为U_BC；磁轴承线圈3接在第三桥臂与第四桥臂之间，线圈两端点分别为C和D，线圈两端电压为U_CD，即第二桥臂和第三桥臂为两个磁轴承线圈的公用桥臂，B和C两点为两个磁轴承线圈公用连接点，上桥臂功率开关管的驱动信号（S1、S2、S3、S4）分别与下桥臂功率开关管的驱动信号（S5、S6、S7、S8）反相并添加死区逻辑以防止上下桥臂直通。磁轴承线圈1、磁轴承线圈2和磁轴承线圈3中分别串连一个高精度电流传感器，有效地将控制电（弱电）和功率电（强电）进行隔离，同时检测线圈的电流。

如图4所示，本发明的控制器由主控制器DSP和辅助控制器FPGA组成。DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法、死区补偿算法和三维空间矢量算法；FPGA作为DSP***的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号；DSP利用内置AD接口进行反馈电流采样和位移采样，DSP利用采集到的位移信号和磁轴承转子期望的位移信号做差，对磁轴承位置误差信号进行控制算法后，生成电流期望值，DSP将此期望电流值与之前电流反馈信号的采样值进行做差后得到三个电流误差值，然后DSP利用死区补偿算法计算PWM死区时间积累导致的磁轴承线圈电压上升值或者下降值，并将该上升值或者下降值转换成电流修正值，用此电流修正值对三个电流误差信号进行修正，利用三个修正之后的误差进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量。DSP根据得到的三维空间矢量期望的电压调节量大小和方向，应用三维空间矢量法计算出四桥主电路上桥臂四个功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接受DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较，若送来的比较值大于生成的三角载计数值，则输出高电平，反之则输出低电平，由此得到上桥臂四个功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4，下桥臂四个功率开关管的信号PWM5～PWM8由PWM1～PWM4经FPGA产生的死区逻辑和反相逻辑后得到。

如图5所示，未添加死区时的PWM生成逻辑是：当DSP送来的比较值大于三角载波计数值时，上桥臂PWM信号为高电平，下桥臂PWM信号为低电平；当DSP送来的比较值小于三角载波计数值时，上桥臂PWM信号为低电平，下桥臂PWM信号为高电平；为了防止同一桥臂的上下两个功率管同时开通导致短路，必须要添加死区逻辑，即上桥臂功率开关管的PWM信号在未添加死区的基础上延时一段时间导通、按时关断，下桥臂功率开关管在未添加死区的基础上按时关断、延时一段时间导通。添加死区导致的电压变化要利用死区补偿算法进行修正，死区补偿算法步骤为：

①规定电流正方向从左至右，根据A、B、C、D四点的电流方向来计算各点补偿前后的电压差值△U_A、△U_B，△U_C，△U_D，每个点电压补偿值的幅度均为△U=N×T_{dead_time}×T/U，其中N代表一个调制周期内载波的个数，随着转速的增加而减小，T_{dead_time}代表死区时间，U代表供电直流电压的幅值，T代表载波周期。

②流过A、B、C、D四点的电流分别为I₁、I₂-I₁、I₃-I₂、-I₃，当流过A、B、C、D四点的电流方向为正时，电压补偿值为正，当电流方向为负时，电压补偿值为负。所以A、B、C、D四点的电压补偿值分别为sign(I₁)×△U、sign(I₂-I₁)×△U、sign(I₃-I₂)×△U、sign(-I₃)×△U，其中I₁、I₂、I₃分别代表流过线圈1、线圈2、线圈3的电流，sign表示符号函数。

③根据各点的电压补偿值计算三个线圈的电压补偿值分别为：△U₁＝△U_A-△U_B、△U₂=△U_B-△U_C、△U₃=△U_C-△U_D，△U₁、△U₂、△U₃分别代表三个线圈的电压补偿值，并将三个电压补偿值分别除以线圈电阻值转换成三个线圈的电流修正值△I₁、△I₂、△I₃。

如图6所示，根据S1、S2、S3和S4的状态（S1与S5、S2与S6、S3与S7、S4与S8分别添加死区后反相），四个桥臂可以组合出十六种开关状态，其中包括两个零矢量和十四个非零矢量。把连接在桥臂中点A、B间的磁轴承线圈上的电压U_AB当作一端磁轴承XY平面的X轴的电压，把连接在桥臂中点B、C之间的磁轴承线圈上的电压U_BC当作一端磁轴承XY平面的Y轴的电压，把连接在桥臂中点C、D之间的磁轴承线圈上的电压U_CD当作轴向的电压，即Z轴的电压。十六种开关状态(0000)，(0001)，…，(1111)分别对应着输出十六个基本电压矢量V0，V1，…，V15。其中V0和V15是两个零基本电压矢量，V1～V14分别对应十四个非零基本电压矢量，这十六个基本电压矢量把三维空间XYZ分为24个区间。十六种基本空间矢量对应磁轴承的三个线圈的十六种导通状态。每个开关状态对应的空间电压矢量由每个区间的三个非零基本电压矢量合成。

采用三维空间矢量算法控制四桥臂功放主电路，磁轴承的三个线圈在工作过程中会出现充电、放电和自由续流三种不同的状态，这个特点使得三维空间矢量算法控制的四桥臂功放主电路具有三电平控制方法所具有的纹波小、损耗小的优点。但是本发明在具备上述优点的同时，并且VT2与VT6所组成的第二桥臂和VT3与VT7所组成的第三桥臂被两个磁轴承线圈所共用，减少了功率开关管数量的同时开关损耗也大大降低。

本发明采用对称的九段式空间矢量脉宽调制方式，各个基本矢量在每个开关周期中被分为九段，在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V15作用时间，而开关周期的中间时间段是零基本矢量V0作用时间，零矢量V15和V0将零矢量的导通时间平分，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量V0的左右两侧，这样整个周期对称分为九段，各个基本矢量在每个开关周期内的作用顺序和时间是对称分布的，所产生的各路脉宽调制信号也是对称的。t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，t₁、t₂和t₃分别为所处区间三个非零基本矢量按照导通顺序依次的作用时间。在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V15的作用时间：t₀/4，而开关周期的中间时间段是零矢量V0作用时间：t₀/2，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零矢量V0的左右两侧，基本电压矢量的作用顺序的选取原则保证每次开关状态的转换都只有一位发生改变，即当八个功率开关管从一种开关状态转化到另一种开关状态时，只有一个桥臂参与换流，这样不仅可以减少开关次数，而且可以降低开关损耗。

如图8所示，本发明的三维空间矢量算法的软件实现流程。所述的三维空间矢量算法步骤为：

①主控制器DSP实时计算并利用死区补偿算法进行死区修正得到磁轴承三个线圈的修正电流误差值；

②利用三个修正电流误差值进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量；

③DSP根据得到的三维空间矢量期望的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处的区间；

④根据所处的区间计算得到四桥臂主电路上桥臂四个功率管期望的导通时间，进而计算得到功率开关管的导通触发时刻和关断触发时刻；

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较得到上桥臂四路PWM信号，同时对上桥臂四路PWM信号添加反相逻辑和死区逻辑，得到下桥臂四路PWM信号。

在磁轴承的工作过程中，三维空间矢量算法中每个区间里基本电压矢量的作用顺序和功率开关管的开关信号成相应的对应关系，所以实际控制当中首先要计算磁轴承的三个线圈的电流误差信号；然后根据PWM信号设计的死区时间对三个电流误差信号进行死区修正，利用修正之后的误差进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量，根据表1判断电压矢量位于哪个区间；根据所处区间查找表2得到三个基本电压矢量的作用时间t₁、t₂、t₃，然后利用公式t₀=T-t₁-t₂-t₃计算t₀，进而根据表2得到四个功率开关管的关断触发时刻t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}；将得到的关断触发时刻作为比较值送至FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较，若送来的比较值大于生成的三角载计数值，则输出高电平，反之则输出低电平，由此得到上桥臂四个功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4，下桥臂四个功率开关管的信号PWM5～PWM8由PWM1～PWM4经FPGA产生的死区逻辑和反相逻辑后得到。

本发明中采用的PWM载波周期是20kHz，本实施中FPGA的晶振是40MHz，由于本实施采用对称PWM波，所以采用的三角载波是对称三角波，所以最大三角载波计数值为40M/20K/2=1000，直流电压U对应1000，对称三角载波的周期T对应2000。DSP根据死区修正之后计算得到三个误差信号查询表1判断所处区间，根据所处区间查询表2得到三个非零基本矢量的作用时间t₁、t₂和t₃，进而然后利用公式t₀=T-t₁-t₂-t₃计算t₀，根据t₀、t₁、t₂和t₃计算上桥臂四个开关管的关断时间，例如对图7中位于第3区间的参考矢量Vref，计算得到的t_{trig_off_1}＝t₀/4+t₃/2+t₂/2+t₁/2，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₁/2，t_{trig_off_3}=t₀/4+t₁/2+t₂/2，t_{trig_off_4}=t₀/4，其中t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}分别对应上桥臂四个功率开关管的关断时刻，将上述四个值分别赋给四个比较值CMP1、CMP2、CMP3和CMP4送入FPGA用于产生需要的PWM信号。以下以实际实施过程中的一个例子为例说明三维空间矢量法工作过程：假设DSP将磁轴承的三个线圈的电流信号采集之后，经过电流死区修正之后得到的三个电流误差值分别为：Ux=300，Uy=-100，Uz=200，由于Ux+Uy≥0，Uy≤0，Uy+Uz≥0，查询表1可知该矢量位于第3区间，由于T=2000，U=1000，根据所处区间查询表2可得：（S1 S2 S3 S4）取（1110）的时间为t₁=200，取（1010）的时间为t₂=200，取（1000）的时间为t₃=400，剩余时间t₀=2000-200-200-400=1200平均分配给V15和V0。根据t₀、t₁、t₂和t₃可以得到t_{trig_off_1}＝t₀/4+t₁/2+t₂/2+t₃/2=700，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₁/2=400，t_{trig_off_3}=t₀/4+t₁/2+t₂/2=500，t_{trig_off_4}=t₀/4=300，将得到的关断触发时刻作为比较值，即CMP1＝t_{trig_off_1}=700，CMP2=t_{trig_off_2}=400，CMP3=t_{trig_off_3}=500，CMP4=t_{trig_off_4}=300，并将四个比较值送入FPGA中与三角载波比较即可得到上桥臂四个功率开关管的信号PWM1～PWM4，下桥臂四个功率开关管的信号PWM5～PWM8由PWM1～PWM4添加死区逻辑和反相逻辑后得到。

如图9所示，给出了本发明的电流反馈检测电路。图9中的Ⅰ+和Ⅰ-分别代表电流流入端和电流流出端，将Ⅰ+和Ⅰ-分别串接到图3的磁轴承线圈中，Ⅰ+接线圈电流流入端，Ⅰ-接线圈电流流出端，分别对应图3中各电流传感器的“+”和“-”。电流传感器采用多量程电流传感器LA28-NP，选择的量程是5A，即将其2脚和10脚、3脚和9脚、4脚和8脚、5脚和7脚分别相连，1脚和6脚悬空，匝数比选择5：1000，满量程时，二次侧输出25mA的电流信号，外接一个360欧姆的电阻R1将电流信号转化为电压输出信号Ⅰ_COIL，并在电阻两端并连一个0.01uf的电容C1对其进行简单滤波。电流传感器将电流一次侧和二次侧进行电气隔离，抗干扰性强，安全性好，其带宽达到150kHz，检测精度达到±0.5％，而且很容易实现。

如图10所示，给出了本发明的信号调理电路与信号滤波电路电路。其输入Ⅰ_COIL接图9所示的电流反馈检测电路的输出，输出接DSP的AD口。因为电流传感器输出的电压是交流量，为了将其转化为DSP的AD口可以采集的范围，即0～3.3V，需要将其进行调理，首先将电流传感器输出信号加上偏置电压之后进行缩小，采用的运算放大器是TL084，其内部包含四个运算放大器。图10中的BIAS_Ⅰ代表偏置电压值，U1A、U1B、U1C分别代表TL084中的三个运算放大器。电阻R1用作限流电阻，阻值选择10k，电阻R2、R3、R5进行缩小倍数的调节，R2和R3阻值选择10k，R5采用0～20k的滑动变阻器。然后将调理之后的信号进行滤波，消除数字***的频谱混迭和高频噪声的干扰，采用的是一个二阶低通滤波器，电容C1、C2选择的是0.01uf，电阻R6和R7阻值选择3.3k，低通的截止频率选为3.1kHz。为了保证滤波之后的信号严格控制在0～3.3V范围内，所以在进DSP的AD口之前，加了两个背靠背的3.3V稳压管Z1和Z2，滤波之后的输出信号Ⅰ_TO_AD送往DSP的AD口进行采集。

控制永磁偏置磁轴承通常需要控制五个自由度，需要控制两个径向磁轴承和一个轴向磁轴承共五路磁轴承线圈，实际控制时，将一个径向磁轴承的x、y方向和轴向磁轴承共三个线圈，依次接到图3所示四桥臂功率主电路的线圈1、线圈2、线圈3上，采用本发明所示的三维空间矢量算法进行控制；将另一个径向磁轴承的x、y方向的两路磁轴承线圈依次接到图2所示的三桥臂功率主电路中的线圈1、线圈2上，采用中国专利“200710120705.7”所公开的普通空间矢量算法。

本发明为一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，可作为通用的磁轴承***的开关功率放大器应用于磁悬浮电动机、磁悬浮飞轮、磁悬浮控制力矩陀螺等***的磁轴承控制。

Claims (4)

1.一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，其特征在于包括：控制器(1)、隔离驱动电路(2)、四桥臂功率主电路(3)、电流反馈检测电路(4)、信号调理电路(5)、信号滤波电路(6)，其中： 

控制器(1)：通过控制器内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，得到误差大小，同时利用死区补偿算法计算PWM死区时间积累导致的磁轴承线圈电压上升值或者下降值，并将该上升值或者下降值转换成电流修正值，用此电流修正值对得到的误差信号进行修正，对修正之后的误差信号利用三维空间矢量算法进行PWM调制，输出PWM1～PWM8共计八路PWM信号，送至隔离驱动电路(2)； 

隔离驱动电路(2)：输入与控制器(1)输出的PWM1～PWM8信号相连，输出四桥臂功率主电路(3)中功率开关管VT1～VT8的栅极驱动信号S1～S8； 

四桥臂功率主电路(3)：采用八个功率开关管独立控制三个线圈的拓扑结构，其中VT1与VT5构成第一桥臂；VT2与VT6构成第二桥臂；VT3与VT7构成第三桥臂；VT4与VT8构成第四桥臂，磁轴承线圈1接在第一桥臂与第二桥臂之间，线圈两端点分别为A和B，线圈两端电压为U_AB；磁轴承线圈2接在第二桥臂与第三桥臂之间，线圈两端点分别为B和C,线圈两端电压为U_BC；磁轴承线圈3接在第三桥臂与第四桥臂之间，线圈两端点分别为C和D,线圈两端电压为U_CD，上桥臂功率开关管的驱动信号(S1、S2、S3、S4)分别与下桥臂功率开关管的驱动信号(S5、S6、S7、S8)反相并添加死区逻辑以防止上下桥臂直通； 

电流反馈检测电路(4)：输入接四桥臂功率主电路(3)，输出接信号调理电路(5)，用于检测四桥臂功率主电路(3)的磁轴承的三个线圈电流反馈信号； 

调理电路(5)：与信号滤波电路(6)相接，用于对三个电流反馈检测电路(4)输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小； 

信号滤波电路(6)：与信号调理电路(5)调理之后的信号相连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出的三个电流反馈信号接至控制器(1)的AD转换口进行采集。 

2.根据权利要求1所述的一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器， 其特征在于：所述的控制器(1)由DSP和FPGA组成，其中DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法、死区补偿算法和三维空间矢量算法，FPGA作为DSP***的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号，DSP利用死区补偿算法和三维空间矢量法计算出四桥臂主电路上桥臂四个功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接受DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较得到上桥臂四个功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4，下桥臂四个功率开关管的信号PWM5～PWM8由PWM1～PWM4经FPGA产生的死区逻辑和反相逻辑后得到。 

3.根据权利要求1或2所述的一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，其特征在于：所述的死区补偿算法步骤为： 

①规定电流正方向从左至右，根据A、B、C、D四点的电流方向来计算各点补偿前后的电压差值△U_A、△U_B，△U_C，△U_D，每个点电压补偿值的幅度均为△U＝N×T_{dead_time}×T/U，其中N代表一个调制周期内载波的个数，随着转速的增加而减小，T_{dead_time}代表死区时间，U代表供电直流电压的幅值，T代表载波周期； 

②流过A、B、C、D四点的电流分别为I₁、I₂-I₁、I₃-I₂、-I₃，当流过A、B、C、D四点的电流方向为正时，电压补偿值为正，当电流方向为负时，电压补偿值为负，所以A、B、C、D四点的电压补偿值分别为sign(I₁)×△U、sign(I₂-I₁)×△U、sign(I₃-I₂)×△U、sign(-I₃)×△U，其中I₁、I₂、I₃分别代表流过线圈1、线圈2、线圈3的电流，sign表示符号函数； 

③根据各点的电压补偿值计算三个线圈的电压补偿值分别为：△U₁＝△U_A-△U_B、△U₂＝△U_B-△U_C、△U₃＝△U_C-△U_D，△U₁、△U₂、△U₃分别代表三个线圈的电压补偿值，并将三个电压补偿值分别除以线圈电阻值转换成三个线圈的电流修正值△I₁、△I₂、△I₃。 

4.根据权利要求1或2所述的一种基于三维空间矢量的磁轴承***开关功率放大器，其特征在于：所述的三维空间矢量算法步骤为： 

①主控制器DSP实时计算并利用死区补偿算法进行死区修正得到磁轴承三个线圈的修正电流误差值； 

②利用三个修正电流误差值进行PID运算得到三维空间矢量期望的电压调节量； 

③DSP根据得到的三维空间矢量期望的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处的区间； 

④根据所处的区间计算得到四桥臂主电路上桥臂四个功率管期望的导通时间，进而计算得到功率开关管的导通触发时刻和关断触发时刻； 

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较得到上桥臂四路PWM信号，同时对上桥臂四路PWM信号添加反相逻辑和死区逻辑，得到下桥臂四路PWM信号。