CN102811054A - 一种低功耗的松弛振荡器 - Google Patents

Abstract

为了克服松弛振荡器中传输延时不确定、振荡频率精度低、温度稳定性差的缺点，本发明提出用反馈控制的方法，通过检测松弛振荡器的输出频率或者定时电容上充电周期结束时刻的信号值的变化，构造负反馈回路来精确控制比较器的延时，来替代增加功耗以减小延时的传统方法，在降低功耗的同时，提高振荡频率的精度与温度稳定性。

Description

一种低功耗的松弛振荡器

所属技术领域：

本发明涉及一种电子电路，着重涉及一种松弛振荡器。

现有技术和背景技术：

低功耗设计技术对于无需频繁更换电池的无线传感网络来说至关重要。由于无线传感节点之间的数据交互稀少，可以在很短的时间间隔内完成，因此可以通过周期性的唤醒传感节点，而在其它时间让节点进入休眠状态的方式来达到降低功耗的目的。由于平均功耗正比于唤醒-休眠时间的相对比例，为了降低平均功耗，需要缩小花在时钟同步与通信信道检测上的等待时间，这就转化为对各节点的时钟(时间基准)的精度要求。

虽然有源的温度补偿石英晶振能达到几个ppm的精度，但由于其体积功耗较大，成本较高而不适用于无线传感网的应用。因此，需要片上全集成的，精度相对较高而功耗较低的振荡器作为时间基准。

片上集成的LC振荡器可以达到了100多ppm的精度，呈现极佳的温度稳定性[1]。然而由于它们的方案需要高频的振荡，因此功耗通常在几十mW的量级，这远远超出无线传感节点的功耗预算。环形振荡器工作在亚阈值区能够达到极低功耗(几个uW)，然而精度仅能控制在±5％[2]。松弛振荡器的功耗与环形振荡器相仿，精度却相对更好，通常小于1％[3]，因此对无线传感网应用最为理想。

图1为一种传统的松弛振荡器[4]的电路原理图，它通过对两个定时电容55、60的交错充放电来提供周期性的振荡信号。RS锁存器输出互补的开关控制信号，使得一个定时电容充电的时候，另一个定时电容放电。比较器15、20检测定时电容上的信号54、59是否超过定时参考信号5、10，如果超过，比较器的输出使得RS锁存器翻转，从而使两个定时电容交换充放电的状态。各节点信号波形如图2所示。

从定时电容上的信号抵达定时参考信号的时刻到RS锁存器的输出改变状态，存在传输延时，如图2所示。该传输延时主要由比较器的延时决定，受到工艺、供电电压、温度以及输入电压变化快慢等因素的影响，很难精确控制，这使得定时电容55和60上的充电周期结束时刻的信号值与预设的定时参考5和10存在较大差异，从而导致振荡频率的变化。

为了改善传输延时不确定性导致的频率变化，传统的方法是提高比较器与其后续数字逻辑电路的速度，从而缩小传输延时占整个周期的比重，但是这种方法的缺点是功耗非常大，而且功耗随着延时的缩小呈指数增长，导致了频率精度不可逾越的瓶颈。

发明的目的：本发明的目的在于克服松弛振荡器中传输延时不确定、振荡频率精度低、温度稳定性差的缺点，用反馈控制的方法，精确控制比较器的延时，来替代增加功耗以减小延时的传统方法，在降低功耗的同时，提高振荡频率的精度与温度稳定性。

发明的技术方案：

本发明的目的通过如下措施来达到：

传输延时主要由比较器的延时决定。由于松弛振荡器的输出频率以及定时电容上的充电周期结束时刻的信号值为传输延时的函数，因此可以将比较器设计为延时可调的比较器，然后通过检测松弛振荡器的输出频率以及定时电容上的充电周期结束时刻的信号值的变化，构造负反馈回路来自动调节比较器的延时，从而稳定传输延时，进而稳定松弛振荡器的输出频率，如图3所示。图3中的可调延时比较器115、120可以由图4所示电路实现，它通过调节尾电流晶体管的控制电压65，来连续的调节其延时。

通过检测松弛振荡器的输出频率来反馈调节延时的方法基于锁相环的原理，如图5所示。该延时反馈电路包含一个从属振荡器134和一个相位反馈电路140。从属振荡器具有频率调节输入端153来调节其输出频率。相位反馈电路包括相位比较器150和滤波电路160。相位反馈电路的输出130反馈到从属振荡器的频率调节输入端153，形成负反馈，将从属振荡器的输出频率锁定到原有的松弛振荡器的输出频率上，也就是说，使得从属振荡器134的输出频率等于原有的松弛振荡器的输出频率乘以一个常数。与传统的锁相环不一致的地方是，相位反馈电路的输出130还反馈到松弛振荡器中比较器的延时调节输入端65。假如某一个环境变量E(如温度、供电电压)变化ΔE，相位反馈电路的输出130相应作出调整，变化ΔVc，使得从属振荡器的频率变化Δf_S锁定松弛振荡器的频率变化Δf_M。从属振荡器的频率变化可以表示为：

Δf_S＝K_ESΔE+K_CSΔV_C    (1)

这里KES为从属振荡器输出频率对环境变量ΔE的敏感程度，K_CS为从属振荡器输出频率对频率控制信号ΔVc的敏感程度；同样，松弛振荡器的频率变化可以表示为

Δf_M＝K_EMΔE+K_CMΔV_C    (2)

这里K_EM为松弛振荡器输出频率对环境变量ΔE的敏感程度，K_CM为松弛振荡器输出频率对频率控制信号ΔVc的敏感程度；由于锁相环锁定后，Δf_S＝Δf_M，由(1)和(2)可以推出

${\mathrm{\Δf}}_M=(K_{\mathrm{EM}}-K_{\mathrm{CM}}\frac{K_{\mathrm{ES}}-K_{\mathrm{EM}}}{K_{\mathrm{CS}}-K_{\mathrm{CM}}})---\left(3\right)$

设计合适的从属振荡器参数，使得

这样松弛振荡器的输出频率对环境变量的敏感度就大大降低了。

可以进一步证明，在 $\frac{K_{\mathrm{ES}}}{K_{\mathrm{EM}}}=\frac{K_{\mathrm{CS}}}{K_{\mathrm{CM}}}>1$ 的前提下， ${\mathrm{\Δf}}_M=(K_{\mathrm{EM}}-K_{\mathrm{CM}}\frac{K_{\mathrm{ES}}-K_{\mathrm{EM}}}{K_{\mathrm{CS}}-K_{\mathrm{CM}}})\mathrm{\ΔE}=0.$ 将从属振荡器设计为松弛振荡器类型可以满足此要求，如图6所示。如果在该从属振荡器中使用与原有的松弛振荡器相同设计的比较器，从而使得它们的延时相近。通过增大从属振荡器中的电流源225、230，或者减小定时参考信号205、210，使得从属振荡器的振荡频率增大为原来的松弛振荡器的n倍。那么从属振荡器的输出频率经过n分频以后，就满足了

的条件。

从属振荡器还可以设计为环形振荡器类型，如图7所示。用若干延时可调的反相器170连接成环形，环上每一个反相器的输入端耦合到前一反相器的输出端。通过调节尾电流晶体管175上流过的电流的大小来调节反相器的延时，从而调节环形振荡器的频率。由于温度以及供电电压的变化对反相器延时以及对比较器延时的影响服从同样的趋势，这种反馈控制电路也可以实现一定的频率控制精度。

检测定时电容上充电周期结束时刻的信号值的变化以调节延时的方法需要电平的转换，将定时电容上在一个周期内不断变化的信号转换为直流信号，如图8所示。通过转换电路325、330将定时电容上的信号54、59转换为过渡信号305、310。转换电路的设计应保证过渡信号为延时的单值函数(即对于某已知延时大小，有唯一对应的过渡信号)。将检测到的过渡信号送入调节电路335、340与预先设定的延时参考信号315、320相比较，产生控制信号130a、130b分别反馈给松弛电路中比较器115、120的延时调节端65，形成负反馈，以稳定延时从而使检测到的过渡信号305与延时参考信号315的误差(以及过渡信号310与延时参考信号320的误差)减小到最小，由此来精确控制比较器的延时。

一种简单的转换电路可以通过对定时电容上充电周期结束时刻的信号值采样来实现，如图9所示。以转换电路325为例，它包括采样电容405，连接405与定时电容55的采样开关415，产生采样时钟83的采样时钟发生器401。采样开关415由采样时钟83控制。时钟发生器400输出的时钟信号84、85，使得从开关35断开到45闭合，存在显著的延时。在延时期间，充电电容55上不再有电荷注入，电压维持不变，如图10信号波形所示。采样时钟83在开关35与45均断开的期间闭合采样开关415，用采样电容405对定时电容55上的信号进行采样。采样电容405上的信号即过渡信号305，它精确的反映了定时电容55在充电周期结束时刻的信号值。调节电路335包括跨导放大器425与积分电容435，将过渡信号305与延时参考信号315之差转换为频率调节信号130a，提供给(主)松弛振荡器中比较器115的延时调节输入端65，用来自动调节其延时，使得过渡信号305与延时参考信号315之差，也就是定时电容55在充电周期结束时刻的信号值与315之差减到最小。由此实现比较器115的延时的精确控制，转换电路330与325的工作原理类似。

参考文献：

[1]M.McCorquodale，et.al，“A 25-Mhz self-referenced solid-state frequency source suitable forxo-replacement，”IEEE Trans.Circuits Syst.I，vol.56，no.5，pp.943-956，May 2009.

[2]K.Sundaresan，P.Allen，and F.Ayazi，“Process and temperature compensation in a 7-mhz cmosclock oscillator，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.41，no.2，pp.433-442，2006.

[3]K.Choe，O.Bernal，D.Nuttman，and M.Je，“A precision relaxation oscillator with aself-clocked offset-cancellation scheme for implantable biomedical socs，”in IEEE ISSCC Dig.Tech.Papers，2009，pp.402-403.

[4]S.Y. Sun，“An Analog PLL-Based Clock and Data Recovery Circuit with High Input JitterTolerance，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.24，no.2，pp.325-330，Apr.，1989.

发明与现有技术相比具有的优点、特点或积极效果：

相比传统的方法，本发明消除了由松弛振荡器中传输延时不确定性导致的输出频率不确定性，在降低功耗的同时，提高了振荡频率的精度，降低了振荡频率对温度，供电电压等环境变量的灵敏度。

附图说明：

图1传统的松弛振荡器原理图

图2图1中中各节点的信号波形

图3通过负反馈自动调节比较器延时的原理图

图4可调延时的比较器电路原理图

图5基于锁相环的延时反馈电路原理图

图6基于锁相环的延时反馈电路原理图，其中从属振荡器为松弛振荡器类型

图7基于锁相环的延时反馈电路原理图，其中从属振荡器为环形振荡器类型

图8基于检测定时电容上信号的延时反馈电路原理图

图9基于定时电容上充电周期结束时刻信号值采样的延时反馈电路原理图

图10图9中各节点的信号波形

实施例：

实施例1：如图6所示，(主)松弛振荡器包括定时电容55、60，从节点54到电源24之间含有恒定电流源25的充电电路，从节点59到电源24之间含有恒定电流源30的充电电路，从节点54到地电位44之间通过开关45的放电电路，从节点59到地电位44之间通过开关50的放电电路，开关装置38、43，比较器115、120，定时参考发生器1以及时钟发生器0。开关装置38控制定时电容55的充放电，它包括开关35与45，在其第一状态，开关35闭合，开关45断开，定时电容55通过含有恒定电流源25的充电电路进行匀速的充电；在其第二状态，开关35断开，开关45闭合，定时电容55通过从节点54到地44之间的放电电路进行放电。开关装置43控制定时电容60的充放电，与38类似。定时参考发生器1产生定时参考信号5、10。时钟发生器0采用RS锁存器的设计。比较器115、120采用图4的设计，它具有延时调节输入端65来调节其延时。比较器用来检测定时电容上的信号54、59是否超过定时参考信号5、10。如果超过，比较器输出信号给时钟发生器0，用来改变RS锁存器的状态，从而改变开关装置的状态，使得超过定时参考信号的定时电容从充电切换到放电状态，而另一个定时电容从放电切换到充电状态。这个过程周而复始，产生周期性的振荡。

延时反馈电路包括从属振荡器203，相位比较器150，电荷泵类型的滤波器160，分频器202。其中相位比较器150、电荷泵类型的滤波器160以及分频器202构成相位反馈电路。相位比较器150的实现方式为通常的鉴频鉴相器。203的输出经过202分频以后与(主)松弛振荡器的输出一起输入给150进行相位比较。150的输出用于控制160的电荷泵的开关。160输出频率调节信号130给从属振荡器的频率调节输入端，即从属振荡器中可调延时比较器215、220的延时调节输入端65。频率调节信号130也输入到(主)松弛振荡器中比较器115、120的延时调节输入端65。相位反馈电路使得从属振荡器的频率锁定到(主)松弛振荡器的频率上，也就是说从属振荡器的输出频率经过n分频以后与(主)松弛振荡器的输出频率相等。从属振荡器203包括从属定时电容255、260，从节点254到电源24之间含有恒定电流源225的从属充电电路，从节点259到电源24之间含有恒定电流源230的从属充电电路，从节点254到地电位44之间通过开关245的从属放电电路，从节点259到地电位44之间通过开关250的从属放电电路，从属开关装置238、243，从属比较器215、220，从属定时参考发生器201以及从属时钟发生器200。

实施例2：

如图7所示，除了从属振荡器103的设计与图6中的从属振荡器203的设计不一致外，其余均与实施例1相同。本例中从属振荡器103为环形振荡器类型，用若干延时可调的反相器170连接成环形，环上每一个反相器的输入端耦合到前一反相器的输出端。反相器170的延时可以通过调节尾电流晶体管175上流过的电流的大小来调节。任意一个反相器的输出经过分频器202分频以后送入相位比较器150，150的输出用于控制160的电荷泵的开关。160输出频率调节信号130给尾电流晶体管175的栅极来控制流过的电流，从而调节从属振荡器103的振荡频率。频率调节信号130也输入到(主)松弛振荡器中比较器115、120的延时调节输入端65。

实施例3：

如图9所示，(主)松弛振荡器包括定时电容55、60，从节点54到电源24之间含有恒定电流源25的充电电路，从节点59到电源24之间含有恒定电流源30的充电电路，从节点54到地电位44之间通过开关45的放电电路，从节点59到地电位44之间通过开关50的放电电路，开关装置38、43，比较器115、120，定时参考发生器1以及时钟发生器400。开关装置38控制定时电容55的充放电，它包括开关35与45，在其第一状态，开关35闭合，开关45断开，定时电容55通过含有恒定电流源25的充电电路进行匀速的充电；在其第二状态，开关35断开，开关45闭合，定时电容55通过从节点54到地44之间的放电电路进行放电。开关装置43控制定时电容60的充放电，与38类似。定时参考发生器1产生定时参考信号5、10。比较器115、120采用图4的设计，它具有延时调节输入端65来调节其延时。

转换电路325包括采样电容405，连接405与定时电容55的采样开关415，产生采样时钟83的采样时钟发生器401。采样开关415由采样时钟83控制。本例中的时钟发生器400修改了例1中的时钟发生器0的设计，它的输出时钟信号84、85，使得从开关35断开到45闭合，存在显著的延时。在延时期间，充电电容55上的电荷维持不变，如图10信号波形所示。采样时钟83在开关35与45均断开的期间闭合采样开关415，用采样电容405对定时电容55上的电荷进行采样。采样电容405上的信号即过渡信号305，它精确的反映了定时电容55充电周期结束时刻的信号值。调节电路335包括跨导放大器425与积分电容435，将过渡信号305与延时参考信号315之差转换为频率调节信号130a，提供给(主)松弛振荡器中比较器115的延时调节输入端65，用来自动调节其延时，使得过渡信号305与延时参考信号315之差，也就是定时电容55充电周期结束时刻的信号值与315之差减到最小。

转换电路330与325的工作原理类似。

调节电路335包括跨导放大器425与积分电容435，将过渡信号305与延时参考信号315之差转换为频率调节信号130a，提供给(主)松弛振荡器中比较器115的延时调节输入端65，用来自动调节其延时，使得过渡信号305与延时参考信号315之差，也就是定时电容55充电周期结束时刻的信号值与315之差减到最小。调节电路340与335的工作原理类似。

Claims (8)

1.一种松弛振荡器，包含至少一个定时电容，至少一个充电电路，至少一个放电电路，至少一套具有第一与第二状态的开关装置，一个用来产生至少一个定时参考信号的定时参考发生器，至少一个比较器，一个用来产生时钟信号的时钟发生器；

所述开关装置的第一状态通过所述充电电路对所述定时电容进行充电，所述开关装置的第二状态通过所述放电电路对所述定时电容进行放电；

所述比较器比较所述定时电容上的信号与所述定时参考信号；

所述比较器的输出信号耦合到所述时钟发生器的输入端；

所述时钟信号选择所述开关装置的状态；

其特征是：

还包括一个延时反馈电路；

所述比较器中的至少一个具有延时调节输入端来调节其延时；

所述延时反馈电路的至少一个输入端耦合到所述定时电容上的信号，或所述比较器的输出信号，或

所述时钟信号；

所述延时反馈电路的输出端耦合到所述延时调节输入端，来自动稳定所述比较器的延时。

2.根据权利要求1所述的松弛振荡器，其特征是：所述时钟发生器为复位设置锁存器(RS Latch)，所述时钟发生器的输入端为所述复位设置锁存器的复位端或设置端，所述时钟发生器的输出端为所述复位设置锁存器的正相输出端或反相输出端。

3.根据权利要求1所述的松弛振荡器，其特征是：所述延时反馈电路包含一个具有频率调节输入端来调节其输出频率的从属振荡器，一个相位反馈电路；所述相位反馈电路提供频率调节信号给所述频率调节输入端，使得所述从属振荡器的输出频率等于所述延时反馈电路的输入端接收到的信号频率乘以一个常数；所述延时反馈电路的输入端耦合到所述时钟信号或所述比较器的输出信号；所述频率调节信号耦合到所述延时反馈电路的输出端。

4.根据权利要求3所述的松弛振荡器，其特征是：所述从属振荡器包含至少一个从属定时电容，至少一个从属充电电路，至少一个从属放电电路，至少一套具有第一与第二状态的从属开关装置，一个用来产生至少一个从属定时参考信号的从属定时参考发生器，至少一个从属比较器，一个用来产生从属时钟信号的从属时钟发生器；

所述从属开关装置的第一状态通过所述从属充电电路对所述从属定时电容进行充电，所述从属开关装置的第二状态通过所述从属放电电路对所述从属定时电容进行放电；

所述从属比较器比较所述从属定时电容上的电压与所述从属定时参考信号；

所述从属比较器的输出信号耦合到所述从属时钟发生器的输入端；

所述从属时钟信号选择所述从属开关装置的状态；

所述从属比较器中的至少一个具有从属延时调节输入端来调节其延时；

所述从属延时调节输入端即所述从属振荡器的频率调节输入端。

5.根据权利要求3所述的松弛振荡器，其特征是：所述从属振荡器包含若干反相器，每一个所述反相器具有输出端和输入端，所述若干反相器构成一个反相器环，所述反相器环上每一个反相器的输入端耦合到前一反相器的输出端，所述若干反相器中一个的输出端耦合到所述从属振荡器的输出端；

所述从属振荡器的频率调节输入端调节所述若干反相器的延时，从而调节所述从属振荡器的输出频率。

6.根据权利要求3所述的松弛振荡器，其特征是：所述相位反馈回路包含一个具有第一与第二输入端的相位比较器，一个滤波器，一个分频器；所述相位比较器输出一个与其第一输入端与第二输入端接收的信号之间的相位差成正比的信号；所述从属振荡器的输出频率经过分频器分频后耦合到所述相位比较器的第一输入端，所述延时反馈电路的输入端耦合到所述相位比较器的第二输入端；所述相位比较器的输出信号耦合到所述滤波器的输入端；所述滤波器的输出信号即所述相位反馈回路的输出信号。

7.根据权利要求1所述的松弛振荡器，其特征是：所述定时电容上的信号耦合到所述延时反馈电路的输入端；所述延时反馈电路包含一个用来产生至少一个延时参考信号的延时参考发生器，一个将所述定时电容上的信号转换为过渡信号的转换电路，一个具有第一与第二输入端的调节电路；所述延时参考信号与所述过渡信号分别耦合到所述调节电路的第一与第二输入端；所述调节电路的输出信号耦合到所述延时反馈电路的输出端，来调整所述比较器的延时，使得所述延时参考信号与所述过渡信号之差减小。

8.根据权利要求7所述的松弛振荡器，其特征是：所述开关装置还具有既不通过所述充电电路对所述定时电容充电，也不通过所述放电电路对所述定时电容放电的第三状态；

所述转换电路包括一个采样电容，一个产生采样时钟信号的采样时钟发生器，一个被所述采样时钟信号控制的采样开关；

所述采样开关连接所述定时电容与所述采样电容；

所述采样时钟发生器的输入端耦合到所述比较器的输出信号或所述时钟信号；

所述时钟信号使得所述开关装置在第一状态结束、第二状态开始之前，或者第二状态结束、第一状态开始之前进入第三状态；

所述采样时钟信号在所述开关装置进入第三状态期间，闭合所述采样开关。

所述采样电容上的信号即所述过渡信号。

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