CN102801674A - 连续相位调制信号的非相干检测方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种连续相位调制信号的非相干检测方法，包括步骤：获取经下变频后的基带接收信号；对基带接收信号进行低通滤波处理，得到第一输出信号；对第一输出信号与其自身延迟信号作相关，得到第二输出信号；对第二输出信号求复角，并乘以比例因子后输出差分相位；对差分相位进行匹配滤波处理，得到第三输出信号；对第三输出信号以码元间隔采样，得到输出序列；对输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理；输出传输序列的估计值。相应地，本发明还提供一种连续相位调制信号的非相干检测装置。本发明通过对差分相位信号进行匹配滤波及判决反馈均衡处理，得到发送序列的估计，在保证接收性能的前提下，设计简单、硬件易于实现，并具有较好误码性能。

Description

连续相位调制信号的非相干检测方法及装置

技术领域

本发明涉及通信***中的接收机设计，具体来说，本发明涉及一种连续相位调制信号的非相干检测方法及非相干检测装置。

背景技术

连续相位调制(CPM)信号是一类恒包络相位连续的调制信号，具有较高的带宽和功率利用率，可使用非线性丙类放大器进行射频发射，并具有较强的抗邻道干扰能力，因此在窄带、低功耗的便携式通信***中得到了广泛应用。在全球通(GSM)***中所采用的高斯滤波最小频移键控(GMSK)调制方式即为二进制CPM。对于二进制CPM，已有大量的研究成果及多种解调方法可供选用。

为了提高带宽利用率，需要采用多进制调制。综合考虑***的有效性与可靠性指标，实际***中通常采用四进制或八进制CPM形式。多进制CPM信号有多种不同的解调方法，总体上可分为相干解调及非相干解调两大类。相干解调方法需提取载波相位信息，实现较复杂。

而对于复杂度较低的非相干解调方法，特别是全响应CPM信号的非相干解调方法，已有较多的研究成果。但实际应用中，为了进一步提高频谱利用率，通常对基带脉冲信号进行波形成形、频谱控制等预处理后再调制，从而形成各种不同形式的部分响应CPM信号。很多针对全响应CPM信号的解调方法并不适用于部分响应CPM信号，部分响应CPM信号的非相干解调通常采用序列检测的方法，并通过维特比算法加以实现。但对于多进制部分响应CPM信号而言，维特比算法中的网格图尺寸较大，需要耗费较多的硬件资源，给硬件实现带来一定的困难。因此需要寻求一种适用于多进制部分响应CPM信号的低复杂度检测方法，在保证接收性能的前提下，降低硬件实现上的复杂度。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种连续相位调制信号的非相干检测方法及装置，在保证接收性能的前提下，降低硬件实现上的复杂度。

为解决上述技术问题，本发明提供一种连续相位调制信号的非相干检测方法，包括步骤：

A.获取经下变频后的基带接收信号；

B.对所述基带接收信号进行低通滤波处理以滤除带外噪声，得到第一输出信号；

C.对所述第一输出信号与其自身延迟信号作相关，得到第二输出信号；

D.对所述第二输出信号求复角，并乘以比例因子后输出差分相位；

E.对所述差分相位进行匹配滤波处理，得到第三输出信号；

F.对所述第三输出信号以码元间隔采样，得到输出序列；

G.对所述输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列的估计值；

H.输出所述传输序列的估计值。

可选地，所述步骤G包括步骤：

G1.采用迫零准则求取前馈横向滤波器系数；

G2.将信道冲激响应与所述前馈横向滤波器系数进行卷积，求取反馈横向滤波器系数；

G3.将所述输出序列逐样点送入前馈横向滤波器进行滤波处理，并将符号判决器的输出送入反馈横向滤波器进行滤波处理；

G4.将所述前馈横向滤波器与反馈横向滤波器的输出进行求和处理，并将结果送入所述符号判决器；

G5.所述符号判决器根据预设门限对所述结果进行逐符号判决。

可选地，所述低通滤波器的带宽设置为包含99％能量的信号带宽。

可选地，所述基带为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。

可选地，所述预设门限包括-2、0、2三个门限。

相应地，本发明还提供一种连续相位调制信号的非相干检测装置，包括：

基带接收信号获取模块，用于获取经下变频后的基带接收信号；

低通滤波器，用于对所述基带接收信号进行低通滤波处理，以滤除带外噪声，得到第一输出信号；

延迟相关器，用于将所述第一输出信号与其自身延迟信号作相关，得到第二输出信号；

差分相位获取模块，用于对所述第二输出信号求复角，并乘以比例因子后输出差分相位；

匹配滤波器，用于对所述差分相位进行匹配滤波处理，得到第三输出信号；

采样模块，用于对所述第三输出信号以码元间隔采样，得到输出序列；

判决反馈均衡器，用于对所述输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列的估计值；

输出模块，用于输出所述传输序列的估计值。

可选地，所述判决反馈均衡器包括：

前馈横向滤波器系数求取模块，用于采用迫零准则求取所述前馈横向滤波器系数；

反馈横向滤波器系数求取模块，用于将信道冲激响应与所述前馈横向滤波器系数进行卷积，求取所述反馈横向滤波器系数；

滤波送入模块，用于将所述输出序列逐样点送入前馈横向滤波器进行滤波处理，并将符号判决器的输出送入反馈横向滤波器进行滤波处理；

求和模块，用于将所述前馈横向滤波器与反馈横向滤波器的输出进行求和处理，并将结果送入所述符号判决器；

符号判决器，用于根据预设门限对所述结果进行逐符号判决。

可选地，所述低通滤波器的带宽设置为包含99％能量的信号带宽。

可选地，所述基带为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。

可选地，所述预设门限包括-2、0、2三个门限。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明通过对差分相位信号进行匹配滤波及判决反馈均衡处理，得到发送序列的估计。本发明的方案在保证接收性能的前提下设计简单、硬件易于实现，并具有较好的误码性能，具备较好的实用性和经济性。

附图说明

本发明的上述的以及其他的特征、性质和优势将通过下面结合附图和实施例的描述而变得更加明显，其中：

图1为本发明一个实施例的非相干检测装置的模块结构示意图；

图2为本发明一个实施例的非相干检测装置的基带处理器的模块结构示意图；

图3为本发明一个实施例的非相干检测装置的基带处理器的判决反馈均衡器的模块结构示意图；

图4为本发明一个实施例的连续相位调制信号的非相干检测方法的流程示意图；

图5为本发明一个实施例的对输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理的方法示意流程图；

图6为本发明一个实施例的选取基带高斯成形滤波器的时宽带宽积为BT＝1时仿真得到AWGN信道条件下的误码率；

图7为本发明一个实施例的选取基带高斯成形滤波器的时宽带宽积为BT＝0.5时仿真得到AWGN信道条件下的误码率。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

1.CPM信号模型

在本发明中，CPM的载波调制信号可表示为：

$s_0\left(t\right)=\sqrt{\frac{2E}{T}}\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+\mathrm{\φ}(t,I)+{\mathrm{\φ}}_0]---\left(1\right)$

在式(1)中，E为信号的单位码元能量，T为码元周期，f_c为载波频率，φ₀为载波的初始相位，φ(t，I)表示载波的时变相位，其定义为：

$\mathrm{\φ}(t,I)=2\mathrm{\πh}\underset{k=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{k}q(t-\mathrm{kT})---\left(2\right)$

在式(2)中，h为调制指数，{I_k}是由符号表±1，±3，...，±(M-1)中选出的M元符号序列，q(t)是某个归一化波形。

波形q(t)一般可以表示为某个基带调频脉冲g(t)的积分，其表达式见式(3)：

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& t<0\\ {\&Integral;}_0^{t}g\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;},& 0\&le;t<\mathrm{LT}\\ 1/2,& t\&GreaterEqual;\mathrm{LT}\end{array}\right.---\left(3\right)$

在式(3)中，g(τ)为基带调频脉冲，其非零区间为[0，LT]，L为调频脉冲宽度。L＝1时，对应的CPM信号为完全响应信号。L＞1时，则对应的CPM信号为部分响应信号。

等效的CPM基带调制信号可表示为：

$s\left(t\right)=\sqrt{2E/T}\exp \left[\mathrm{j\&phi;}(t,I)\right]---\left(4\right)$

若采用加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，简称AWGN)信道模型，用s(t)表示CPM调制器的输出信号，则解调器的输入信号为

r(t)＝s(t)+n(t)                                      (5)

其中，n(t)为均值为0，方差为σ²的高斯白噪声。

2.非相干检测装置的设计

本发明一个实施例的非相干检测装置的模块结构示意图如图1所示。如图所示，该连续相位调制信号的非相干检测装置100可以包括：

基带接收信号获取模块101，用于获取经下变频后的基带接收信号r(t)；

低通滤波器102，用于对基带接收信号r(t)进行低通滤波处理，以滤除带外噪声，得到第一输出信号x(t)，该低通滤波器102的带宽可以设置为包含99％能量的信号带宽；

延迟相关器103，用于将第一输出信号x(t)与其自身延迟信号(延迟量为Δτ)作相关，得到第二输出信号y(t)，即y(t)＝x(t)x^*(t-Δτ)；

差分相位获取模块104，用于对第二输出信号y(t)求复角，并乘以比例因子后输出差分相位

即

基带处理器105，用于基于差分相位信号

输出传输序列的估计值。

其中，为了得到

的线性近似表达式，假定满足下述两个条件：

1)φ_D(t，I)的幅度小于π。在h，M及q(t)给定的情况下，可以通过选择Δτ的值来满足此条件。

2)在Δτ内信道引起的相位变化足够小。

在较高信噪比下，结合上述两个条件，可以得到

的线性近似表达式如式(6)所示。

其中

p_Δτ(t)＝q(t)-q(t-Δτ)                             (7)

η(t)为干扰及噪声分量。

由式(6)可见，差分相位信号

可看作叠加了噪声影响的脉冲幅度调制(PAM)信号，其中{I_k}为信息码元序列，p_Δτ(t)为传输脉冲。

2.1基带处理器的具体实现

图2为本发明一个实施例的非相干检测装置的基带处理器的模块结构示意图。如图所示，该基带处理器105又可以包括：

匹配滤波器106，用于对差分相位

进行匹配滤波处理(该匹配滤波器106的脉冲响应为p_Δτ(-t))，得到第三输出信号z(t)，即

采样模块107，用于对第三输出信号z(t)以码元间隔在t＝nT时刻采样，得到输出序列z(n)，即

判决反馈均衡器108，用于对输出序列z(n)进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列{I_k}的估计值；

输出模块109，用于输出传输序列{I_k}的估计值。

在本实施例中，差分相位信号

经过匹配滤波器p_Δτ(-t)后，得到第三输出信号z(t)，其表达式为：

$z\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{I}_i\mathrm{\&rho;}(t-\mathrm{iT})+v\left(t\right)---\left(8\right)$

其中ρ(t)为p_Δτ(t)的自相关，v(t)为η(t)经匹配滤波器106后的输出。

经码元间隔t＝nT采样后的输出序列z(n)为：

$z\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{I}_i\mathrm{\&rho;}(n-i)+v\left(n\right)---\left(9\right)$

在本实施例中，判决反馈均衡器108通过对离散序列z(n)的处理，消除码间干扰的影响，并得到传输序列的估计值。

最佳均衡器的设计为基于维特比处理的序列均衡器，但对多进制部分响应CPM信号而言，该设计复杂度较高，不易于硬件实现。因此本发明中采用一种简单的判决反馈均衡器。

2.2判决反馈均衡器的具体实现

图3为本发明一个实施例的非相干检测装置的基带处理器的判决反馈均衡器的模块结构示意图。如图所示，该判决反馈均衡器108又可以包括：

前馈横向滤波器系数求取模块110，用于采用迫零准则求取前馈横向滤波器系数{fff_k}；

反馈横向滤波器系数求取模块111，用于将信道冲激响应{ρ_j}与前馈横向滤波器系数{fff_k}进行卷积，求取反馈横向滤波器系数{fbf_k}；

滤波送入模块112，用于将输出序列z(n)逐样点送入前馈横向滤波器115进行滤波处理，并将符号判决器114的输出送入反馈横向滤波器116进行滤波处理；

求和模块113，用于将前馈横向滤波器115与反馈横向滤波器116的输出进行求和处理，并将结果

送入符号判决器114；

符号判决器114，用于根据预设门限对结果

进行逐符号判决。

在本实施例中，基带可以为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。如此可以设置-2、0、2三个预设门限，可得到码元判决值为±3或±1中的一种。

具体举例来说，以基带采用高斯脉冲成形，关联长度L＝3为例，进行判决反馈均衡器的设计。由式(3)及式(7)通过计算求得信道冲激响应{ρ_j}之后，将{ρ_j}的长度截断为4T，并选择前馈横向滤波器的阶数为3。采用迫零准则求取前馈滤波器(Feed Forward Filter)的系数{fff_k}(k＝0，1，2)，计算公式如式(10)所示。

$\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\&rho;}}_0& {\mathrm{\&rho;}}_1& {\mathrm{\&rho;}}_2\\ {\mathrm{\&rho;}}_1& {\mathrm{\&rho;}}_2& {\mathrm{\&rho;}}_3\\ {\mathrm{\&rho;}}_2& {\mathrm{\&rho;}}_3& {\mathrm{\&rho;}}_4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{fff}}_2\\ {\mathrm{fff}}_1\\ {\mathrm{fff}}_0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 1\end{array}\right]---\left(10\right)$

将信道冲激响应{ρ_j}与前馈滤波器系数{fff_k}进行卷积，可得到等效冲激响应{g_i}(i＝0，1，2，…6)。等效冲激响应前四个值均近似为零，因此判决反馈均衡器在后续处理中只需考虑后三条路径，包括一条主径和两条后径的影响。反馈滤波器(feedback filter)的系数{fbf_k}(k＝0，1)即为{-g_i}(i＝5，6)。当基带采用高斯脉冲成形时，因最后一条路径的值很小，反馈滤波器可简化为单系数乘法器。

3.非相干检测方法的执行

图4为本发明一个实施例的连续相位调制信号的非相干检测方法的流程示意图。如图所示，该非相干检测方法400可以包括步骤：

执行步骤S401.获取经下变频后的基带接收信号r(t)；

执行步骤S402.对基带接收信号r(t)进行低通滤波处理以滤除带外噪声，得到第一输出信号x(t)，其中低通滤波器的带宽可以设置为包含99％能量的信号带宽；

执行步骤S403.对第一输出信号x(t)与其自身延迟信号(延迟量为Δτ)作相关，得到第二输出信号y(t)，即y(t)＝x(t)x^*(t-Δτ)；

执行步骤S404.对第二输出信号y(t)求复角，并乘以比例因子

后输出差分相位

即

执行步骤S405.对差分相位

进行匹配滤波处理(匹配滤波器的脉冲响应为p_Δτ(-t))，得到第三输出信号z(t)，即

执行步骤S406.对第三输出信号z(t)以码元间隔在t＝nT时刻采样，得到输出序列z(n)，即

执行步骤S407.对输出序列z(n)进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列{I_k}的估计值；

执行步骤S408.输出传输序列{I_k}的估计值。

图5为本发明一个实施例的对输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理的方法示意流程图。即上述图4中步骤S407可以还包括步骤：

执行步骤S501.采用迫零准则求取前馈横向滤波器系数{fff_k}；

执行步骤S502.将信道冲激响应{ρ_j}与前馈横向滤波器系数{fff_k}进行卷积，求取反馈横向滤波器系数{fbf_k}；

执行步骤S503.将输出序列z(n)逐样点送入前馈横向滤波器进行滤波处理，并将符号判决器的输出送入反馈横向滤波器进行滤波处理；

执行步骤S504.将前馈横向滤波器与反馈横向滤波器的输出进行求和处理，并将结果

送入符号判决器；

执行步骤S505.符号判决器根据预设门限对结果

进行逐符号判决。

在本实施例中，基带可以为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。如此可以设置-2、0、2三个预设门限，可得到码元判决值为±3或±1中的一种。

其中，为了得到

的线性近似表达式，假定满足下述两个条件：

1)φ_D(t，I)的幅度小于π。在h，M及q(t)给定的情况下，可以通过选择Δτ的值来满足此条件。

2)在Δτ内信道引起的相位变化足够小。

在较高信噪比下，结合上述两个条件，可以得到

的线性近似表达式如式(6)所示。

其中

p_Δτ(t)＝q(t)-q(t-Δτ)                            (7)

η(t)为干扰及噪声分量。

由式(6)可见，差分相位信号可看作叠加了噪声影响的脉冲幅度调制(PAM)信号，其中{I_k}为信息码元序列，p_Δτ(t)为传输脉冲。

4.性能仿真及分析

以基带采用高斯脉冲成形的四进制CPM信号为例进行性能仿真及分析。设置调制指数h＝1/3，符号速率R_s＝32ksps。设置低通滤波器带宽为包含99％能量的信号带宽，差分相关器中的延迟量Δτ＝T/4。选取基带高斯成形滤波器的时宽带宽积为BT＝1及BT＝0.5，仿真得到AWGN信道条件下的误码率分别如图6及图7所示。为便于比较，图6及图7中同时给出了基带处理器中采用基于维特比算法的序列检测器时的误码性能。

由图6可见，采用BT＝1的高斯预滤波处理时，为使误码率达到10^-3，基带处理器中采用判决反馈均衡器所带来的信噪比增加小于0.5dB。由图7可见，采用BT＝0.5的高斯预滤波处理时，为使误码率达到10^-3，基带处理器中采用判决反馈均衡器所带来的信噪比增加小于1dB。采用逐符号判决的判决反馈均衡器与采用基于维特比算法的序列检测器相比，可用较小的性能损失换取硬件实现复杂度的极大降低。

综上所述，本发明提供了一种低复杂度的CPM接收机的设计方案，通过对差分相位信号进行匹配滤波及判决反馈均衡处理，得到发送序列的估计。本发明的方案在保证接收性能的前提下设计简单、硬件易于实现，并具有较好的误码性能，具备较好的实用性和经济性。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种连续相位调制信号的非相干检测方法，包括步骤：

A.获取经下变频后的基带接收信号；

B.对所述基带接收信号进行低通滤波处理以滤除带外噪声，得到第一输出信号；

C.对所述第一输出信号与其自身延迟信号作相关，得到第二输出信号；

D.对所述第二输出信号求复角，并乘以比例因子后输出差分相位；

E.对所述差分相位进行匹配滤波处理，得到第三输出信号；

F.对所述第三输出信号以码元间隔采样，得到输出序列；

G.对所述输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列的估计值；

H.输出所述传输序列的估计值。

2.根据权利要求1所述的非相干检测方法，其特征在于，所述步骤G包括步骤：

G1.采用迫零准则求取前馈横向滤波器系数；

G2.将信道冲激响应与所述前馈横向滤波器系数进行卷积，求取反馈横向滤波器系数；

G3.将所述输出序列逐样点送入前馈横向滤波器进行滤波处理，并将符号判决器的输出送入反馈横向滤波器进行滤波处理；

G4.将所述前馈横向滤波器与反馈横向滤波器的输出进行求和处理，并将结果送入所述符号判决器；

G5.所述符号判决器根据预设门限对所述结果进行逐符号判决。

3.根据权利要求1或2所述的非相干检测方法，其特征在于，所述低通滤波器的带宽设置为包含99％能量的信号带宽。

4.根据权利要求3所述的非相干检测方法，其特征在于，所述基带为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。

5.根据权利要求4所述的非相干检测方法，其特征在于，所述预设门限包括-2、0、2三个门限。

6.一种连续相位调制信号的非相干检测装置，包括：

基带接收信号获取模块，用于获取经下变频后的基带接收信号；

低通滤波器，用于对所述基带接收信号进行低通滤波处理，以滤除带外噪声，得到第一输出信号；

延迟相关器，用于将所述第一输出信号与其自身延迟信号作相关，得到第二输出信号；

差分相位获取模块，用于对所述第二输出信号求复角，并乘以比例因子后输出差分相位；

匹配滤波器，用于对所述差分相位进行匹配滤波处理，得到第三输出信号；

采样模块，用于对所述第三输出信号以码元间隔采样，得到输出序列；

判决反馈均衡器，用于对所述输出序列进行逐码元的判决反馈均衡处理，获得消除码间干扰影响的传输序列的估计值；

输出模块，用于输出所述传输序列的估计值。

7.根据权利要求6所述的非相干检测装置，其特征在于，所述判决反馈均衡器包括：

前馈横向滤波器系数求取模块，用于采用迫零准则求取所述前馈横向滤波器系数；

反馈横向滤波器系数求取模块，用于将信道冲激响应与所述前馈横向滤波器系数进行卷积，求取所述反馈横向滤波器系数；

滤波送入模块，用于将所述输出序列逐样点送入前馈横向滤波器进行滤波处理，并将符号判决器的输出送入反馈横向滤波器进行滤波处理；

求和模块，用于将所述前馈横向滤波器与反馈横向滤波器的输出进行求和处理，并将结果送入所述符号判决器；

符号判决器，用于根据预设门限对所述结果进行逐符号判决。

8.根据权利要求6或7所述的非相干检测装置，其特征在于，所述低通滤波器的带宽设置为包含99％能量的信号带宽。

9.根据权利要求8所述的非相干检测装置，其特征在于，所述基带为采用高斯脉冲成形、关联长度L＝3的4CPM信号。

10.根据权利要求9所述的非相干检测装置，其特征在于，所述预设门限包括-2、0、2三个门限。

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