CN102751877B

CN102751877B - 开关电路

Info

Publication number: CN102751877B
Application number: CN201210113273.8A
Authority: CN
Inventors: 威莱姆斯·朗格斯拉格; 汉斯·哈尔贝施塔特; 祖恩·克莱恩彭宁
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2011-04-20
Filing date: 2012-04-17
Publication date: 2015-12-09
Anticipated expiration: 2032-04-17
Also published as: CN102751877A; EP2515426A1; US9036375B2; EP2515426B1; US20130100711A1

Abstract

本申请公开了一种开关电路(400)，包括包含至少一个绕组的电感元件(406)和开关(404)，该开关被配置为根据开关控制信号(412)将功率从电压源(402)输送至电感元件(406)。该开关电路(400)还包括控制器(408)，该控制器被配置为对电感元件(406)上的电压进行积分以产生表示电感元件中的磁通量的信号，以及采用表示电感元件中的磁通量的信号估计峰值磁化电流以控制开关(404)。

Description

开关电路

技术领域

本公开内容涉及开关电路领域和操作开关电路的方法，并且具体地，虽然非排他性地，涉及具有控制器的开关电路，该控制器被配置为确定开关电路的平均输出电流。

背景技术

在已知的具有位于初级侧的干线隔离和控制的开关模式电源(SMPS)中，可能需要检测将被调整的输出变量，例如，输出电压或输出电流。检测到的输出变量随后可以用来调整SMPS使得输出处于目的水平。已知的是，检测输出变量，将输出变量与次级侧处的参考值进行比较，并将表示所述比较的误差信号发送至初级侧，用于调整。

EP1405397(KoninklijkePhilipsElectronicsN.V)公开了电流受控式开关模式电源，其中线电压和初级电流由初级侧的辅助绕组仿真。流入电阻器(R1)中的电流由第一和第二电流镜缓冲，以在脉宽调制器的输入端处提供随着时间变化的电压。该电压用来提供开关模式电源的电流模式受控操作。

说明书中的现有公开文献或任何背景技术的列出或讨论不应当被当作是对所述文献或背景技术是现有技术状态的一部分或是公知常识的认同。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种开关电路，包括：

包括至少一个绕组的电感元件；

开关，该开关被配置为根据开关控制信号将功率从电压源输送至电感元件；和

控制器，该控制器被配置为：

对电感元件上的电压进行积分以产生表示电感元件中的磁通量的信号；以及

采用表示电感元件中的磁通量的信号估计峰值磁化电流以控制开关。

电感元件中的磁通量也可以被称为“磁化电流”，并且因此可以为绕组中按匝比进行调整的所有电流的总和。

对电感元件上的电压进行积分以产生表示电感元件中的磁通量的信号可以被称为提供仿真信号。采用该仿真信号使得能够为峰值磁化电流确定更精确的值，并且因此可以提供更精确的开关电路。由于可以获得表示该电路的输出的更精确的反馈，因此该开关电路可以是更精确的，并且可以提供该电路的更精确的控制。

在一些示例中，控制器可以被配置为控制开关以提供恒定的平均输出电流。

与现有技术相反，可以减少在从反激变换器(例如)的初级侧的信号确定峰值磁化电流时可能引入的至少一些误差。

在一些实施例中，开关可耦接在电压源和电感元件之间。

控制器可以被配置为采用表示电感元件中的磁通量的信号补偿由开关电路中的传播延迟和/或谐振引起的误差。在一些实施例中，谐振也可以称为漏极上升时间，并且可以指的最大上升时间。在一些或大多数示例中，上升时间由在关断时通过开关的漏极的电流、漏极节点上的总电容和输入电压确定。这种误差可能在从反激变换器(例如)的初级侧的信号确定峰值磁化电流时由现有技术引入。

开关可以为FET或任何其他晶体管。在其中开关为FET的示例中，它在FET的源极处具有电压(Vsource)，并且在FET的源极处具有电压的期望值(Vsource，setpoint)，FET的源极处的电压(Vsource)可以通过包括在FET的源极处的检测电阻器而被测量。控制器进一步被配置为当FET关断时(S1)将表示电感元件中的磁通量的信号的值记录为第一值(A)，在次级行程(secondarystroke)开始时(S2)在磁通量的峰值处将表示电感元件中的磁通量的信号的值记录为第二值(B)。该控制器进一步被配置为采用第一值(A)和第二值(B)确定表示电感元件中的磁通量的信号在S1和S2处的值之间的比，以及采用确定的比调整Vsource或Vsource，setpoint，以在控制FET时估计峰值磁化电流。

以这种方式，磁化电流在FET闭合之后继续增加(即，FET的栅极的信号变低)的程度可以被确定，并被记录为“确定的比”。所述确定的比可以用来偏调Vsource和Vsource，setpoint之间的比较，使得可以更精确地控制平均输出电流。

在一些示例中，检测FET或电流镜可以用于检测通过开关的电流。

控制器可以被配置为将Vsource，setpoint的值乘以第一值/第二值(A/B)，以提供修正的Vsource，setpoint信号，并且将修正的Vsource，setpoint信号与Vsource进行比较，以确定开关将操作的时间。根据该示例，可以从开关电路的之前的操作循环记录第一和/或第二值，使得可以在不必为将被记录的第二值等待当前循环的情况下操作开关电路。

控制器可以被配置为将Vsource在S1时的值乘以第二值/第一值(B/A)，以确定峰值磁化电流。

控制器还可以被配置为：

将表示电感元件中的磁通量的信号乘以缩放因子(D)，以提供表示峰值磁化电流的修改信号；以及

调整缩放因子(D)，使得表示电感元件中的磁通量的修改信号的值在初级行程期间趋向于通过开关的电流的值；以及

通过在开关电路的次级行程开始时测量表示电感元件中的磁通量的修改信号确定峰值磁化电流。

开关电路的初级行程可以被认为是开关闭合瞬时和电感器的最大磁化电流的瞬时之间的时间段。次级行程可以被认为是磁能流向输出端直到电感元件中的电流越过零的时间段。在替代实施例中，初级行程可以被认为是开关闭合的瞬时和开关关断的瞬时之间的时间段。

控制器可以包括积分器，该积分器被配置为处理表示电感元件中的磁通量的修改信号和表示通过开关的电流的信号，以调整缩放因子(D)。这可以在模拟或数字域中进行。

控制器可以包括一个或多个开关，所述一个或多个开关被配置为将表示电感元件中的磁通量的修改信号和/或表示通过开关的电流的信号从积分器上断开，使得不根据不是在初级行程期间获得的信号更新缩放因子(D)。

控制器可以包括比较器，该比较器被配置为将表示电感元件中的磁通量的信号与在初级行程期间通过开关的电流进行比较。控制器可以包括增/减计数器，该增/减计数器被配置为根据比较器的输出增加或减小缩放因子(D)。增/减计数器可以被配置为，在比较器的输出被认为代表表示电感元件中的磁通量的修改信号和表示通过开关的电流的信号之间可接受的比较时不调整缩放因子(D)。比较器输出可以在与***的逻辑状态相关联的特定时刻被处理。

在其他示例中，控制器可以包括窗口比较器，其被配置在缩放因子(D)位于窗口之外时增加或减小缩放因子(D)。本领域技术人员将认识到，其他实施方案是可行的。例如，数字实施方案可以用来与实际电流的测量值和仿真信号相关地调整缩放因子(D)。

控制器还可以被配置为采用峰值磁化电流确定平均输出电流。平均输出电流可以用于控制开关电路的开关。

该电路可以包括连接至电感元件的辅助绕组。辅助绕组被配置为向控制器提供表示电感元件上的电压的信号。

电感元件可以为变压器，并且控制器被配置为对变压器的磁化电感上的电压进行积分以产生表示变压器中的电流的信号。

可以提供一种开关电路，包括：

包括至少一个绕组的电感元件；

控制器，该控制器被配置为：

对电感元件上的电压进行积分以产生表示电感元件中的磁化电流的信号；

当开关关断时(S1)将表示电感元件中的磁化的信号的值记录为第一值(A)；

在次级行程开始时(S2)将表示电感元件中的磁化电流的信号的值记录为第二值(B)；

采用第一值(A)和第二值(B)确定表示电感元件中的磁化电流的信号在S1和S2处的值之间的比；以及

采用确定的比调整Vsource或Vsource，setpoint，以在控制FET时估计峰值磁化电流。

可以提供一种开关电路，包括：

包括至少一个绕组的电感元件；

控制器，该控制器被配置为：

将表示电感元件中的磁化电流的信号乘以缩放因子(D)，以提供表示电感元件中的磁化电流的修改信号；以及

调整缩放因子(D)，使得表示电感元件中的磁化电流的修改信号的值在初级行程期间趋向于通过开关的电流的值；以及

通过在开关电路的次级行程开始时测量表示电感元件中的磁化电流的修改信号确定峰值磁化电流。

电感元件可以为变压器，并且在这种示例中，控制器可以被配置为对变压器的任何绕组上的电压进行积分以产生表示变压器中的磁化电流的信号。采用变压器作为电感元件的开关电路包括反激变换器，并且本发明的实施例对于以下情形是有用的：在不必如本领域已知的那样采用光耦合器的情况下，在维持变压器的初级侧和次级侧之间的干线隔离的同时提供反馈。

开关电路可以被配置为根据峰值磁化电流直接地或间接地调整其输出。这可以根据由控制器提供的反馈而提供性能改善的开关电路，这对于输出电流而言可以表示比现有技术可实现的更精确的值。

该电路可以包括连接至电感元件的辅助绕组，其中辅助绕组可以被配置为提供能够由控制器使用的信号，以产生表示电感元件中的电流的信号。

控制器可以包括被配置为产生表示电感元件中的磁化电流的信号的积分器，其中积分器包括：

复位管脚，其被配置为接收表示电感元件中的磁化电流为零的复位信号，并且其中积分器被配置根据复位信号而被复位；和/或

放大器，包括偏移消除电路。

表示电感元件中的电流为零的复位信号可以代表次级行程结束、辅助绕组处的电压值的转折点(其可以被称为“谷值”或“最高值”)、或自由谐振期间漏极电压的转折点的指示。自由谐振被定义下述间隔期间的谐振，即变压器中的电流和变压器绕组节点处的寄生电容都进行振铃振荡，在输出端中的任何二极管或辅助电源中没有正向电流流动。

开关电路可以为反激变换器、升压变压器、降压变压器或任何其他类型的开关模式电源(SMPS)，其中能量被临时存储在电感元件和随后释放至输出端(反激变换)，或被存储和输送(降压转换)，或释放和输送(升压转换)。

可以提供计算机程序，当在计算上运行时，该计算机程序使得计算机配置任何设备，包括在此公开的开关电路、控制器或装置，或者进行在此公开的任何方法。作为非限制性示例，计算机程序可以是软件方案，计算机可以被认为是任何合适的硬件，包括数字信号处理器、微控制器、以及只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中的任何实施方案。所述软件可以为汇编程序。

计算机程序可以设置在计算机可读介质上，如磁盘或存储装置，或者可以被实现为瞬态信号。这种瞬态信号可以被网络下载，包括互联网下载。

附图说明

现在将参照附图，以举例的方式给出描述，在附图中：

图1说明经由光耦合器进行误差反馈的现有反激变换器；

图2图示反激变换器的操作；

图3图示磁化电流和通过反激变换器中的MOSFET的电流之间的关系；

图4说明根据本发明的实施例的开关电路；

图5说明根据本发明的另一种实施例的开关电路；

图6说明根据本发明的实施例的控制器；

图7图示图5的电路中的节点处的电流和电压值；

图8示意性地说明用于减小设定值的本发明的实施例，期望将电路调整至该设定值；

图9示意性地说明用于增加FET的源极处的记录电压的本发明的实施例；

图10示意性地说明用于调整仿真电压信号的幅值的本发明的实施例；

图11说明一种实施例，其中增/减计数器用来递增地调整缩放因子D；

图12说明包括降压变压器的本发明的实施例；

图13说明图12的降压变压器电路中的示例性信号；

图14和15说明根据本发明的实施例的用于将信号提供至控制器的其他示例；以及

图16说明根据本发明的实施例的积分器，其被配置为在电压域中操作。

具体实施方式

在此描述的一个或多个实施例涉及开关电路，如反激变换器，其具有包括至少一个绕组的电感元件和耦接在电压源和电感元件之间的开关。通过根据开关控制信号操作开关，可以将功率从电压源输送至电感元件。

开关电路还可以包括控制器，该控制器被配置为采用表示电感元件中的磁通量(其也可以称为磁化电流)的仿真信号以在控制开关时精确地考虑峰值磁化电流。以这种方式，由于可以更精确地控制开关电路的输出，因此可以提供更精确的平均输出电流。

图1说明现有的反激变换器，其检测输出变量，产生误差信号120，并且可以经由光耦合器122将误差信号120发送至反激变换器的初级侧。

图1的电路接收干线功率信号102，干线功率信号102经由干线滤波器108提供至桥式整流器110。桥式整流器110的正输出提供至变压器的初级侧106的第一接线端。变压器的初级侧106的第二接线端耦接至场效应晶体管(FET)104的漏极，FET104的源极连接至桥式整流器110的负输出。FET104配置为作为与电压源102和变压器的初级侧106串联连接的开关操作，使得当开关闭合时可以将功率从电压源102输送至变压器的初级侧106。

FET104根据在其栅极从反激控制器130接收的开关控制信号操作。反激控制器130被配置为使得FET104的在源极和漏极之间的传导沟道周期地导通(从而闭合开关)，使得在电路的输出端处提供期望的输出电流112。

变压器的次级侧107串联连接至二极管114和电容器116，如本领域已知的那样。二极管114和电容器116之间的接合点处的信号当作输出电压112，并且在该示例中还提供至次级控制元件118。次级控制元件118将输出电压(或任何其他输出变量，如电流或功率)与参考值进行比较，以产生表示两个信号之间的差异的误差信号120。

误差信号120提供至光耦合器122的发光二极管124，使得误差信号120可以从电路/变压器的次级侧输送至与电路/变压器的初级侧相关联的光耦合器122的光电探测器126。应当理解，光耦合器122的使用维持电路的初级侧和次级侧之间的隔离，这是反激变换器的已知特征。在光电探测器126处接收到的信号随后提供至反激控制器130作为调整输入128，使得反激控制器130可以调整FET/开关104的操作，以考虑已经接收到的误差信号将输出调整到目的水平。

在一些示例中，光耦合器122和次级控制元件118会被认为太昂贵，并且在低功率适配器市场和LED驱动器市场中可能特别会是如此。因此，可能希望提供不包括光耦合器的开关电路。

在许多应用中，必须将电流限制和控制到某个值，例如：

●在用于电池充电的低功率适配器中，必须限制电流并且添加电流调整器。

●为了驱动发光二极管(LED)，需要电流源，其通常要求比适配器应用中更高的精度。

可以以不同的方式、不采用光耦合器进行输出电流的控制：

1.在第一种方式中，采用下述等式确定每个循环的输入能量并将其除以测量的V_out(必须在初级侧测量该V_out)：

I_{out_av} = \frac{η \cdot 0.5 \cdot L \cdot {I_{peak}}^{2} \cdot f}{V_{out}}

其中：

I_{out_av}为平均输出电流；

η为效率；

L为反激变换器的变压器的电感；

I_peak为通过开关的峰值电流，其为FET的源极处的电流；

F为开关电路的工作频率；以及

V_out为输出电压。

为了实现期望的平均输出电流，或者频率保持恒定且调整I_peak，或者I_peak保持恒定且调整频率。这是开关电路的两种操作模式。

采用这种方式的缺点是：

●电感器的实际值的公差影响输出电流的精度(8％～15％)；

●变换器的效率影响输出电流的精度；

●输出电压测量值的精度影响输出电流的精度(当在初级侧确定输出电压时，这会具有至少+/-5％的变动范围)；

●当计算采用Vout时，输出二极管引入误差；

●频率的精度影响输出电流的精度；

●通过MOSFET的峰值电流的测量值影响输出电流的精度。

现有的标准会要求输出电流具有5％的最大变动范围，而该方法可能不能实现低于10％的变动范围。因此，该方法对于某些应用不被认为是可接受的。

2.不采用光耦合器控制输出电流的第二种方式涉及采用周期时间、二极管导通时间和峰值电流计算输出电流。下述等式可以用来计算输出电流：

I_{out_av} = I_{peak} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} \cdot \frac{T_{\sec}}{T_{period}}

其中：

I_{out_av}为平均输出电流；

I_peak为通过开关的峰值电流，其为FET的源极处的电流；

N_p为变压器的初级绕组的匝数；

N_s为变压器的次级绕组的匝数；

T_sec为次级行程的时间长度；以及

T_period为开关电路的循环时间，即连续初级行程的起始之间的时间段。

该方法用在NXP芯片TEA1401(1994)中。

图2图示变压器的磁化电流202和在反激变换器的初级侧开关的漏极电压204。由虚线206表示的时间点表示次级行程的结束。V_in208表示至反激变换器的输入电压，其为图1的桥式整流器110的输出。

为了采用该方法计算输出电流，要求通过MOSFET的峰值电流(I_peak)用在上述等式中。通过MOSFET的峰值电流(I_peak)不等于变压器的磁化电流的峰值(其在图2中参照202示出)。此外，二极管导通时间(T_sec)也被测量(在反激***中，输出电流仅在T_sec期间流动)用在上述等式中。在固定频率***中，周期时间由集成电流设置(IC)。在变频***中，必须测量周期时间。

第二种方法可以比上述第一种方法更精确，因为采用第二种方法不需要可能不精确的变量“L”来计算平均输出电流(I_{out_av})。

然而，在其中输出电流的确定应当高度精确的应用中，则通过开关的峰值电流(I_peak)在上述等式中的使用可能被认为不能为输出电流提供足够精确的值。通过采用磁化电流的实际峰值可以获得输出电流的更精确的确定。在反激变换器中，仅磁化电流的一部分是已知的，并且这是通过图1的MOSFET104的电流。磁化电流和通过MOSFET的电流之间的关系在图3中示出。

在图3中，时间示出为从左到右。虚线304为通过MOSFET的电流，实线302为变压器的磁化电流。可以在变压器的初级侧测量通过MOSFET的电流。

可以看到，在MOSFET关断之前磁化电流302大致等于通过MOSFET的电流304(除了电容性尖峰310之外)，并且通过MOSFET的电流304急剧降为零。可以看到，磁化电流302在通过MOSFET的电流304急剧降为零之后继续升高。磁化电流302达到大于通过MOSFET的电流304的最大值的“实际I_peak”308水平，并且在通过MOSFET的电流304的最大值之后出现。

如果在MOSFET关断时对通过MOSFET的电流的峰值进行采样，则引入下述两种误差：

●磁化电流302的峰值电流308高于MOSFET的峰值电流306，并且这是由变压器的漏极上升时间和与MOSFET并联的电容引起的。可以由下述等式计算由漏极上升时间引起的最大电流：

I_{peak} (V_{drain} = V_{in}) = \sqrt{{V_{in}}^{2} \cdot \frac{C}{L} + {(I_{prim} (V_{gate} - 0))}^{2}}

峰值电流308值和峰值磁化电流306之间的差称为过冲电流312。

当MOSFET断开时，通过电感器的电流值为I_prim(V_gate＝0)。由于漏极电流升高，磁化电流也仍然升高，直到V_drain超过V_in。这是V_in、C(MOSFET上的电容器)和L(变压器的电感)的函数。

●关断MOSFET导致传播延迟，使得实际磁化电流302在延迟期间将以与先前相同的斜率继续升高。可以采用下述等式计算由延迟引起的误差和漏极上升时间误差：

I_{peak} (V_{drain} = V_{in}) = \sqrt{{V_{in}}^{2} \cdot \frac{C}{L} + {(I_{prim} (V_{source} = V_{peak}) + \frac{V_{in} \cdot t_{propagation}}{L})}^{2}}

对于典型的应用，由漏极上升时间和传播延迟误差引起的预期延迟可以被计算为100ns。对于0.45A的平均输出电流水平，当均方根(RMS)干线电压从90V改变至240V时，在所确定的平均电流中引入至少10％的误差。更糟的是，对于0.3A的平均输出电流水平，所确定的平均输出电流的误差将大于15％。由于一些标准要求输出电流的误差最大为5％，因此这些误差会妨碍满足所述标准。

本发明的一个或多个实施例可以被认为是为由传播延迟和/或漏极上升时间引起的误差提供补偿。这可以通过采用磁化电流的“仿真形式”补偿这些误差而实现。

图4说明根据本发明的实施例的开关电路400。开关电路400包括全部串联连接的电压源402、开关404和电感元件406。如本领域已知的那样，开关404***作以选择性地将功率从电压源402输送到电感元件406。该开关可以为场效应晶体管(FET)，如MOSFET，双极晶体管(BJT)，或可以执行必要的开关操作的任何其他合适的元件。

开关电路的初级行程可以被认为是开关闭合瞬时和电感器的最大磁化电流的瞬时之间的时间段，次级行程可以被认为是磁能流向输出端直到电感元件中的电流越过零(参见图3)的时间段。在替代实施例中，初级行程可以被认为是开关闭合的瞬时和开关关断的瞬时之间的时间段。在该示例中，电感元件406包括单个绕组，虽然在其他实施例中，可以采用具有两个或更多个绕组的变压器。

应当理解，电压源402、开关404和电感元件406可以为反激变换器或任何其他类型的开关模式电源(SMPS)的一部分，在这种开关模式电源中，能量在初级行程期间临时存储在电感器中和在次级行程期间输送至输出端。这种SMPS可以包括降压变压器、升压变压器和降压-升压变压器。

开关电路400还包括控制器408，控制器408被配置为输出开关控制信号412以调整开关电路400。

在该示例中，控制器408包括积分器430，积分器430被配置为对电感元件406上的电压进行积分以产生表示电感元件406中的磁通量的信号。磁化电流是在电感器元件406内形成磁通量所要求的电流。在这里，电感元件406中的磁通量可以被称为磁化电流。所产生的表示磁化电流的信号可以被称为仿真电流。控制器408随后可以采用仿真电流估计电感元件中的实际峰值磁化电流，以控制开关404。如上所述，实际峰值磁化电流在图3中参照308示出。

在一种示例中，控制器408可以采用表示电感元件中的电流的信号更精确地确定平均输出电流，使得可以控制开关404的操作，以减小实际输出电流和目的输出电流之间的差。

表示电感元件中的电流的信号可以用来更精确地确定用于确定平均输出电流的峰值磁化电流。

下文提供控制器408的实施方案的示例。

图5说明根据本发明的另一种实施例的开关电路500。开关电路500以反激变换器为基础，在此将不再描述已经结合图1的反激变换器描述的或本领域公知的元件。

开关电路500包括耦接至变压器的初级绕组506的辅助/附加绕组510。由于与变压器506，507的绕组的磁耦合引起的由辅助绕组510经历的信号用作至反激控制器508的FB(反馈)输入。应当理解，辅助绕组510的使用维持反激变换器的变压器的初级绕组506和次级绕组507之间的隔离。

辅助绕组510的第一接线端连接至地，辅助绕组510的第二接线端由串联的两个电阻器512，514连接至地。这两个电阻器512，514用作电阻性分压器，这两个电阻器512，514之间的接合点连接至控制器508，以提供FB输入信号至控制器508。如下文更详细地描述的那样，在该实施例中，它为FB输入端处的电压，其被积分以产生表示辅助绕组510中的电流的信号。

在其他实施例中，可以不需要辅助绕组510，用于FB输入的信号可以由去除直流分量的分压的漏极电压提供。下文参照图14和15描述和说明这些其他实施例。这些实施例对于降压变压器会是特别有利的，其中它有利地采用标准电感器，且不采用额外的绕组。

图6说明根据本发明的实施例的控制器608的进一步细节。在图6中还示出与图5的对应元件相同的辅助绕组610和电阻性分压器612，614。

控制器608包括积分器630，其被配置为提供表示变压器中的磁化电流的I_emulate信号632。I_emulate信号632可以被认为是磁化电流的“仿真”。如下文更详细地描述的那样，I_emulate信号具有与变压器的“磁化电感”中的电流相同的波形。然而，I_emulate信号没有必要具有与“磁化电感”中的电流相同的幅值。如本领域已知的那样，磁化电感中的电流是所有单独的绕组中的电流按照匝比缩放的总和。

根据所选择的实施方案，可以在电压域、电流域或数字域中进行I_emulate信号632的确定。采用电流域的优点是，可以阻止相关联的IC的FB输入管脚处的负电压，或者至少可以减小该管脚处的负电压的可能性。负电压对大多数集成电路(IC)工艺会是不希望的，因为可能需要为负电压考虑特定的结构。

下文参照图16提供示例性积分器630的进一步的细节。

为了确定积分器630的积分常数，当积分器输出632已知时，仿真电流(I_emulate632)可以被设置为“时间瞬间”的实际值，从而调整积分器630。已知的是，在次级行程结束之后，由于与MOSFET开关的漏极节点处的寄生电容结合而设置的LC电路，磁化电感上的电压谐振，从而使得能够在磁化电感和寄生电容之间谐振。在谐振电压的谷值(valley)或最高值(top)处，磁化电感中的电流为零，因此积分器530可以在谷值或最高值处被复位为零。因此，“谷值”或“最高值”是适合复位积分器530的“时间瞬间”的示例。

“谷值”和“最高值”可以被认为是开关节点(例如初级MOSFET的漏极节点，或辅助绕组610处的电压)处的电压相对于时间的变化率(dV/dt)为零的时刻。这种所谓的“谷值”或“最高值”可以由本领域公知的称为“谷值检测器”的电路检测，例如，如由NXP制造的TEA1507GreenChip^TMIISMPS控制集成电路提供。可以从谷值检测器接收的信号由图6中的“谷值，最高值”信号622说明。

“次级行程结束”信号624在图6中示出，在确定次级行程结束时将该信号624设为高。“次级行程结束”信号624可以由比较器或本领域已知的可以确认次级行程的结束的任何电路提供。

如图6所示，设置逻辑OR门642，其输入由“次级行程结束”信号624和“谷值，最高值”信号622提供。OR门642的输出被提供为脉冲发生器644的输入，脉冲发生器644的输出信号646连接至积分器630的复位管脚。以这种方式，当仿真电流接近零或者开关节点处的电压存在转折点(dV/dt＝0)时，复位积分器630。

应当理解，复位积分器630的该示例使得能够设置和控制积分器630的直流电平，从而为积分器630提供估计在实际电路中出现的非理想分量的功能。

图7图示图5的电路中的节点处的电流和电压值，时间从左到右。

图7中示出的第一信号702为图5中的FET504的漏极处的电压。

第二信号704为FET504的源极处的电压。

第三信号706为仿真电压(V_emu)并表示对应于图6中示出的仿真磁化电流(I_emulate632)的电压。

图7的第四信号708标记为Vs2，并配置为使得它在FET504的栅极电压变高时变高。Vs2信号708配置为在达到仿真电压的峰值时变低。在一种实施例中，这可以采用检测漏极电压经过Vin电平(参见图7的第一信号702)的时间的比较器实现，在另一种实施例中，这可以采用检测辅助绕组上的电压超过0V的时间的比较器实现。

第五信号710为FET504的栅极处的电压。

图5的电路的操作的次级行程(Tsec)在图7中参照712示出，并在S2和S3之间出现。图7示出了时间S1和S2，其中S1表示FET504的栅极关断的时间，S2表示磁化电流的峰值出现的时间。初级行程可以被认为在0和S2之间或0和S1之间出现。如下文更详细地描述的那样，仿真电压(Vemu)在时间S1处具有“A”值，在时间S2处具有“B”值。根据在此公开的一些实施例，“A”和“B”可以用来补偿确定峰值磁化中的误差。

现在将描述用于补偿峰值磁化电流中的误差的四个实施例。应当理解，这种补偿使得能够更精确地确定平均输出电流。

接下来的描述采用下述术语：

●Vsource，setpoint-电路关断电源开关的阈值。

●Vemu-对应于仿真磁化电流的仿真电压。Vemu通过积分该电路中的电感元件上的电压确定。在一些示例中电感元件可以为辅助绕组。

●Vs2-为用来确定电感元件中的峰值电流的时间的信号，并在图7中说明。

●Tsec-次级行程的时间长度。

●Tperiod-该电路的操作的重复时间。即，连续初级行程的起始之间的时间段。

●N_p-反激变换器中的变压器的初级绕组的匝数。

●N_s-反激变换器中的变压器的次级绕组的匝数。

实施例1

根据本发明的一种实施例，电路关断电源开关的阈值(峰值电流设定值或Vsource，setpoint)可以减小，以考虑通过FET504的峰值电流值和峰值磁化电流之间的差异。这种电流中的过冲312在图3中示出。

图8示意性地说明用于减小电路关断电源开关的阈值的本发明的实施例。电路关断电源开关的阈值的初始值在图8中被示意性地示出为Vsource，setpoint802。本实施例的目的是修正/调整Vsource，setpoint802的值，使得它可以与FET的源极处的电压(Vsource808)相比拟，并且采用GateOff信号806更好地控制FET的操作。修正/调整后的值在图8中被示出为Vsource，setpoint，corrected804。如上所述，Vsource没有精确地反映通过FET的电流的峰值，因此可以通过将Vsource与信号Vsource，setpoint，corrected804进行比较来估计Vsource的这种不精确性。

Vsource，setpoint信号802被提供至乘法器812，Vsource，setpoint信号802在乘法器812中被乘以“A/B”。乘法器812的输出为调整后的Vsource，setpoint，corrected信号804。Vsource，setpoint，corrected信号804与Vsource信号一起808作为输入提供至比较器810，比较器810的输出用来采用GateOff信号806控制FET的栅极。

由乘法器812采用的“A”和“B”的值在开关816，818的定时操作期间从来自之前的操作循环的仿真电压信号(Vemu814)采样。第一开关816由Vgate信号操作以在FET的栅极变低时对Vemu814进行采样，以为乘法器812提供“A”的值。这对应于图7中的时间S1处示出的“A”的值。类似地，第二开关818由Vs2信号操作，以为乘法器812提供“B”的值，这对应于图7中的时间S2处示出的“B”的值。

应当理解，A和B的值应当从之前的循环采样，因为在可以确定B之前需要修正后的设定值信号804，以避免引入延迟。

本发明的该实施例可以减小FET的源极处的电压(Vsource，setpoint)的值，使得它适合与FET的源极处的电压的测量值进行比较，并基于之前的操作循环而考虑与通过FET的电流进行比较的磁化电流中的预期过冲。

Vsource，setpoint值可以用来采用下述等式计算平均输出电流，其中Vsource，setpoint信号的非修正形式(与实际用来控制FET的操作的Vsource，setpoint，corrected信号相反)与现有技术可实现的相比可以提供最大电压的更精确反映。

I_{out_av} = \frac{V_{source_setpoint}}{R_{sense}} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} \cdot \frac{T_{\sec}}{2 \cdot T_{period}}

根据该实施例，不存在比较器810的延迟的补偿，驱动器的延迟被补偿，乘法器812的误差为将存在于计算出的平均输出电流中的误差。同样，本发明的该实施例仅对于峰值电流受控***起作用。

还可以通过采用仿真电压/电流和采用数字操作进行所需要的数学运算而提供该实施例。

在其中平均输出电流将受控的实施例中，积分可能是必要的。作为非限制性示例，这可以由内部电容器、外部电容器或数字积分器实现。控制算法将调整Vsource，setpoint参数以将下述表达式设置为等于零：

{&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out_av} dt - \frac{N_{p}}{{2 N}_{s} \cdot R_{sense}} \cdot {&Integral;}_{S 2}^{S 3} V_{source_setpoint} dt

该等式中的Iout_av值为期望值，并且是恒定的。

实施例2

根据本发明的另一种实施例，FET的源极处的电压(Vsource)的记录值可以增加，以考虑通过FET504的峰值电流值和峰值磁化电流之间的过冲/误差。以这种方式，FET的源极处的电压的调整值可以与(未调整的)设定值进行比较，以改善操作精度。

图9示意性地说明用于增加FET的源极处的电压(Vsource902)的记录电压的本发明的实施例。该实施例可以用于该电路的峰值电流控制和电压模式控制(实时控制)二者。在采用峰值电流控制的示例中，源极处的电压的增加值(Vsource，real904)可以直接与电路关断电源开关的阈值的未修改值(峰值电流设定值或Vsource，setpoint)进行比较。

在该实施例中，当栅极信号通过开关906的操作而降低时(为图7中的时间S1)对Vsource信号902进行采样。Vsource的该采样值在图9中标记为Vsource，sample908，并且作为输入提供至乘法器910。以与图8相同的方式对乘法器910的其他输入，即“A”和“B”进行采样。

乘法器被配置将Vsource，sample信号908乘以“B/A”，以在栅极变低时为FET的源极处的电压提供增加的值，该信号在图9中标记为Vsource，real904。

“A”、“B”和Vsource，sample的值可以从初级行程中获取。对于降压变压器，必须从之前的循环确定A、B和Vsource，sample，因为积分将在已经确定Ipeak，A和B之前进行。

在该实施例中，Vsource，real信号904可以用来计算平均输出电流：

I_{out_av} = \frac{V_{source_real}}{R_{sense}} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} \cdot \frac{T_{\sec}}{2 \cdot T_{period}}

与之前的实施例一样，乘法器910的误差为将存在于计算出的平均输出电流中的误差。

再一次，还可以通过采用仿真电压/电流和采用数字操作进行所需要的数学运算而提供该实施例。

在其中平均输出电流将受控的实施例中，积分可能是必要的。这可以由内部电容器、外部电容器或数字积分器实现。控制算法将调整最大Vsource值(电流模式控制)或实时(电压模式控制)参数，以将下述表达式设置为等于零：

{&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out_av} dt - \frac{N_{p}}{{2 N}_{s} \cdot R_{sense}} \cdot {&Integral;}_{S 2}^{S 3} V_{source_real} dt

该等式中的Iout_av值为期望值，并且是恒定的。

实施例3

根据本发明的另一种实施例，缩放因子(D)可以应用于仿真电压，使得它可以用来直接记录磁化电流的峰值，并且因此可以用来精确地确定平均输出电流。

图10示意性地说明用于将仿真电压信号Vemu1002的幅值调整至可以用在用于精确地确定平均输出电流的计算中的修改仿真信号VemuM1004的本发明的实施例。该实施例在FET的栅极处的电压(Vgate)为低且Vs2NOT信号为高时更新应用于仿真电压Vemu1002的缩放因子“D”。上文结合图7描述了Vs2信号，应当理解，Vs2NOT信号为Vs2信号的反相。以这种方式，缩放因子被调整为使得修改信号VemuM1004与FET的源极处的电压(Vsource1012)一致。当FET的栅极处的电压为低且Vs2NOT为低时，缩放因子不变。以这种方式，仿真电压信号Vemu1002在源极处的电压Vsource降至零之后继续升高，并且以一个值为比例缩放，使得它表示反激变换器的变压器中的磁化电流。

可以参照图3进一步说明这种操作，其中缩放因子应用于仿真电压，使得它跟随通过FET的电流的相同斜率(图3中的线302)，但代替在栅极电压变低时变为零，仿真电压继续升高(采用相同的缩放因子)，直到它达到实际峰值磁化电流值(图3中的308)。

返回图10，仿真电压信号Vemu1002作为输入提供至乘法器1008。仿真电压信号Vemu1002乘以“D”(下文讨论)，以提供修改的仿真电压信号VemuM1004。VemuM1002和Vsource1012之间的差存储在电容器1020处。存储的电压差可以供给至放大器1010的反相输入端。当所述差为正时，D的值将减小。当所述差为负时，D的值将增加。放大器1010具有电容器1030，电容器1030连接在放大器1010的输出端和反相输入端之间以提供积分器。

第一开关1014设置在乘法器提供VemuM信号1004的输出端和电容器1020的第一极板之间。第一开关1014根据Vgate信号进行操作(参见图7)。第二开关1016连接在Vsource1012和电容器1020的第二极板之间。第二开关1020也由Vgate信号驱动。电容器1020上的VemuM和Vsource之间的电压差的采样在Vgate为高时出现。当栅极关断并且Vgate从高切换为低时，该信号已经被采样。

第三开关1018串联连接在电容器的第一极板和放大器1010的反相输入端之间。第三开关由Vs2NOT信号控制。第四开关1022连接在电容器1020的第二极板和地之间。当Vs2NOT信号变为高时，电容器1020的第二输入端经由第四开关1022连接至地，电容器1020的第一输入端通过第三开关1018连接至放大器1010的反相输入端。电荷差(由Velum和Vsource的差引起)存储在电容器1030中，这导致信号D1006变化。放大器的非反相输入端连接至地。

因此图10的电路可以在Vgate为高时将VemuM和Vsource之间的差存储在电容器1020上。当Vgate设为低时，采样值将由电容器保持。该采样值用来更新放大器1010。当第一开关1014和第二开关1016断开(Vgate为低)且第三开关1018和第四开关1022闭合(Vs2Not为高)时，积分器被更新，并且因此积分器的输出信号D1006被更新。当第三开关1018断开时，信号D1006保持恒定。

在一些实施例中，缩放因子(D)在每个开关循环被更新。在其他实施例中，开关循环可以不要求经常更新，因为在电路的操作循环之间不可能存在明显的改变。例如，所需要的D值可以仅在温度变化时缓慢地变化。因此，本发明的实施例可以例如通过采用从干线输入获得的信号控制的开关对Vemu信号1004和Vsource信号1012之间的差进行采样，在每个干线循环更新增益(D1006)。

放大器1010的输出是标记为“D”1006的信号并提供至乘法器1008，使得修改的仿真电压信号VemuM1004在电路的初级行程期间更接近Vsource信号1012。

根据该实施例，VemuM1004的幅值由控制回路调整，使得VemuM1004在初级行程期间等于Vsource1012。仿真磁化电流的峰值随后可以用作实际Ipeak。这独立于峰值电流模式控制或电压模式控制(实时控制)。

在该实施例中，仿真功能的增益被改变，使得仿真电流在初级行程期间跟随源极电流。

最大VemuM可以用来计算平均输出电流：

I_{out_av} = \frac{V_{emuM_\max}}{R_{sense}} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} \cdot \frac{T_{\sec}}{2 \cdot T_{period}}

{&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out_av} dt - \frac{N_{p}}{{2 N}_{s} \cdot R_{sense}} \cdot {&Integral;}_{S 2}^{S 3} V_{emuM_\max} dt

S2和S3之间的时间段表示次级行程，如图7所示。

该等式中的Iout_av值为期望值，并且是恒定的。

实施例4

根据本发明的另一种实施例，其与上述实施例3具有类似性，在次级行程期间对仿真电压进行积分，以确定Iout_av。这与实施例3相反，其中作为Tsec和Ipeak的函数而计算Iout_av。

对于平均输出电流，下述等式成立：

I_{out_av} = \frac{1}{T_{period}} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out} dt = \frac{1}{T_{period}} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} \cdot {&Integral;}_{S 2}^{S 3} \frac{V_{emuM} (t)}{R_{sense}} dt

如上所述，S2和S3之间的时间段表示次级行程，如图7所示。该等式适用于峰值电流模式控制和电压模式控制(实时控制)二者。

在其中平均输出电流将受控的实施例中，积分可能是必要的。这可以由内部电容器、外部电容器或数字积分器实现。控制算法将通过改变最大Vsource值(电流模式控制)或实时(电压模式控制)将下述等式调整为0：

{&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out_av} dt - \frac{N_{p}}{N_{s} \cdot R_{sense}} \cdot {&Integral;}_{S 2}^{S 3} V_{emuM} (t) dt

该等式中的Iout_av值为期望值，并且是恒定的。

实施例3和4可以采用的原理是以下述方式调整仿真器的增益：在初级行程期间，仿真电压等于源极电压，并且因此使仿真磁化电流等于实际磁化电流。在上述示例中，在FET的栅极变低时对Vsource1012和VemuM1004进行采样。这些采样值彼此进行比较，并且如果它们不相同，则调整仿真器的增益。当然，同样可行的是，在一个时间段内对源极电压进行积分和对仿真电压进行积分，并比较这些积分的结果(当栅极变低时)，以调整仿真器的增益。

还可以以数字方式调整仿真器的增益。例如，当仿真电压太低时，增益增加一个步进/增量。当仿真电压太高时，增益降低一个步进/增量。替代地，当增益不在值的范围内时，例如通过使用窗口比较器，可以调整增益。

图11说明了一种实施例，其中增/减计数器1120用来递增地调整由乘法器1108应用于Vemu信号1102的缩放因子D1106。增/减计数器1120由Vgate信号1122进行计时，使得仅在Vgate信号1122的下降沿，即在每个开关循环，调整应用于仿真电压信号Vemu1120的增益(D1106)。在另一种示例中，代替每次开关循环，可以在每次干线循环时对增/减计数器1120进行计时。

从比较器1110输出端将输入提供至增/减计数器1120。比较器1110将供给至其反相输入端的VemuM信号1104与供给至其非反相输入端的Vsource信号1112进行比较。该示例中的Vsource信号1112和VemuM信号1104类似于图10中的Vsource信号1012和VemuM信号1004。比较器在Vsource1112大于VemuM1104时提供正输出至增/减计数器1120，在Vsource1112小于VemuM1104时提供负输出。输出的极性确定计数增加或减小。该示例中的比较器1110输出在特定时刻被处理，与***的逻辑状态相关联。Vgate的下降沿可以用作用于将出现的比较的信号，或者用作将被使用的比较的结果。

应当理解，图11仅提供了根据本发明的实施例的用于提供具有更新的增益的仿真器的多种可能的数字实施方案中的一个。这种实施例采用的原理是：通过将初级电流与仿真器输出进行比较调整仿真器的增益，并且这可以包括已滤波或积分的源电压和已滤波或积分的仿真器电压之间的比较。

可以按照本领域已知的任何方式控制平均输出电流，并且包括在TEA1401集成电路(以及外部电容器)中实现的方法。控制平均输出电流的任何具体方法在本公开内容的保护范围之外。

在此公开的实施例采用仿真器，该仿真器采用模拟或数字积分。仿真器的输入可以由绕组或通过初级MOSFET的漏极电压的直流去耦测量产生。对于降压变压器，线圈上的额外的绕组可能是不希望的。

虽然已经参照反激变换器描述了上述实施例，但应当理解，其他类型的变换器也可以用于本发明的实施例。例如：

●降压-升压变换器：这与没有隔离的反激变换器相同。

●升压变换器：这种***可以具有在次级行程期间流动和在初级行程期间不流动的输出电流(其可以被称为间断输出)。这类似于反激变换器，并且因此在此参照上文四个实施例描述的原理也用于升压变压器。所测量的通过MOSFET的Ipeak电流可能必须由仿真器调整，以在二极管导通的周期中得到实际输出电流。

●降压变换器：降压变压器稍微不同，因为电感器电流等于输出电流。

下文提供涉及降压变压器的实施例。

图12说明本发明的包括降压变压器的实施例。对于降压变压器，负载连接至高电压，并且因此不应当测量高压侧的负载电流。因此，测量低压侧的峰值电流。当该***以SOPS(自振荡电源)模式运行时，输出电流几乎等于峰值电流除以2。当更高的功率因数或频率必须被限制时，可以采用针对反激变换器描述的类似方法。

图13说明图12的降压变压器电路中的示例性信号，并且图13中示出的信号类似于参照图7描述的信号。图13中示出标记为Tint的时间段，其表示初级行程和次级行程，但不是在初级行程结束之后发生的任何振铃振荡。

当降压变压器的输出电流连续时，即它在初级行程和次级行程期间都流动时，上述实施例1至3的方法可能难以实现，因为输出电流中的振铃振荡未被考虑。降压变压器中的振铃振荡电流流过负载。通过在用于计算Iout_av的等式中用Tint代替Tsec，可以进行近似。反激变换器的调整算法包括在S2处开始的积分，但对于降压变压器，该积分必须在0处开始。在降压变压器情况中，我们总是需要采用来自之前的循环的Ipeak、A和B采样。然而，如上所述，对于采用反激变换器的某些实施例，可以采用来自当前循环的采样，因为直到已经从当前循环记录Ipeak、A和B之后才开始积分。

实施例4可以被认为最适合降压变压器，因为仿真器信号被调整并且是连续可用的。对于平均输出电流，下述等式成立：

I_{out_av} = \frac{1}{T_{period}} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out} dt = \frac{1}{T_{period}} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{period}} \frac{V_{emuM} (t)}{R_{sense}} dt

{&Integral;}_{0}^{T_{period}} I_{out_av} dt - \frac{1}{R_{sense}} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{period}} V_{emuM} (t) dt

该等式中的Iout_av值为期望值，并且是恒定的。

在其他示例中，可能不需要辅助绕组提供表示电感元件上的电压的信号，该信号被积分以获得仿真信号。表示电感元件上的电压的信号可以由任何其他合适的装置提供。例如，与隔直电容器1404串联的电阻性分压器1402可以用来将信号提供至控制器的FB管脚，如图14所示。替代地，具有与连接至地的电容器并联的电阻器1504的电容性分压器1502可以用来将信号提供至控制器的FB管脚。应当理解，可以采用提供可以被积分以产生表示电感元件中的磁化电流的信号并且可以用来确定开关电路的输出电流的信号的任何已知方式，并且辅助绕组仅仅是可以这么做的元件的一个示例。

图16说明了根据本发明的实施例的积分器1630，其被配置为在电压域操作，虽然应当理解，积分器功能可以以许多方式实现。积分器1630以与参照图5描述的相同方式接收来自电阻性分压器1614，1616的FB输入1615。在该实施例中，FB输入管脚1615处的电压也能够用于检测输出电压。积分器1630包括具有积分器功能的运算放大器(opamp)1636，其采用位于opamp输出端和opamp1636的负输入端之间的反馈电容器Ci1638。将被积分的电压首先由电阻器R31634转换成电流，随后经由反馈电容器Ci1638积分。

为了精确地检测输出电压，可选的缓冲器1632可以设置在FB输入管脚1615和至opamp1636的输入之间。这在内部转换电阻器(R31634)与外部分压器(R11614和R21616)相比不够大时可能是需要的，这通常是R11614和R21616为外部电阻器且R31634为内部电阻器的情况。事实上，在一些实施例中，缓冲器1632可能不需要用于积分器功能，因为输出信号I_emulate1632将与约为零的值进行比较。这意味着积分器1630的缩放因子在确定I_emulate信号1632的波形方面可能是不重要的，并且它将在近似相同的时间仍返回零，即使比例不正确。然而，在其中FB节点1615用于电压检测的实施例中，可选的缓冲器1632可以用来防止或减少分压误差。

在此公开的实施例的应用包括：

●采用降压、升压、降压-升压或反激变换器的LED应用。

●其中电池充电需要精确的电流的适配器应用。

●任何其他电流驱动应用。

Claims

1.一种开关电路(400)，包括：

电感元件(406)，该电感元件包括至少一个绕组；

开关(404)，该开关被配置为根据开关控制信号(412)将功率从电压源(402)输送至电感元件(406)；和

控制器(408)，该控制器被配置为：

对电感元件(406)上的电压进行积分以产生表示电感元件中的磁通量的信号；以及

采用表示电感元件中的磁通量的信号估计峰值磁化电流以控制开关(404),

其中该开关为FET(504)，该FET在FET的源极处具有电压V_source，并且在FET的源极处具有电压的期望值V_{source,setpoint}，并且

其中控制器(508)进一步被配置为：

在FET(504)关断时(S1)将表示电感元件中的磁通量的信号的值记录为第一值(A)；

在次级行程开始时(S2)将表示电感元件中的磁通量的信号的值记录为第二值(B)；

采用第一值(A)和第二值(B)以确定表示电感元件中的磁通量的信号在FET(504)关断时(S1)和在次级行程开始时(S2)的值之间的比；以及

采用确定的比调整V_source或V_{source,setpoint}，以在控制FET(504)时估计峰值磁化电流。

2.根据权利要求1所述的开关电路(400)，其中控制器(408)被配置为采用表示电感元件中的磁通量的信号补偿由开关电路中的传播延迟和/或谐振引起的误差。

3.根据权利要求1所述的开关电路，其中控制器被配置为将V_{source,setpoint}的值乘以(812)第一值/第二值(A/B)，以提供修正的V_{source,setpoint,corrected}信号(804)，并且将修正的V_{source,setpoint,corrected}信号与V_source进行比较，以确定开关将操作的时间。

4.根据权利要求1所述的开关电路，其中控制器被配置为将V_source在FET(504)关断时(S1)的值乘以(910)第二值/第一值(B/A)，以确定峰值磁化电流。

5.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中控制器进一步被配置为：

将表示电感元件中的磁通量的信号乘以(1008；1108)缩放因子(D1006，1106)，以提供表示电感元件中的磁通量的修改信号(1004)；以及

调整缩放因子(D1006，1106)，使得表示电感元件中的磁通量的修改信号(1004)的值在初级行程期间趋向于通过开关的电流的值(1012)；以及

通过在开关电路的次级行程开始时测量表示电感元件中的磁通量的修改信号(1004)确定峰值磁化电流。

6.根据权利要求5所述的开关电路，其中控制器包括积分器(1010，1030)，该积分器被配置为处理表示电感元件中的磁通量的修改信号(1004)和表示通过开关的电流的信号(1012)，以调整缩放因子(D1006，1106)。

7.根据权利要求6所述的开关电路，其中控制器包括一个或多个开关(1014，1016，1018，1022)，所述一个或多个开关被配置为将表示电感元件中的磁通量的修改信号(1004)和/或表示通过开关的电流的信号从积分器上断开，使得根据在初级行程期间获得的信号仅更新缩放因子(D)。

8.根据权利要求5所述的开关电路，其中控制器包括：

比较器，该比较器被配置为将表示电感元件中的磁通量的信号与在初级行程期间通过开关的电流进行比较；和

增/减计数器(1120)，该增/减计数器被配置为根据比较器的输出增加或减小缩放因子(D1106)。

9.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中控制器进一步被配置为采用峰值磁化电流确定平均输出电流。

10.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中该电路包括连接至电感元件的辅助绕组(510)，并且辅助绕组(510)被配置为向控制器提供表示电感元件上的电压的信号。

11.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中电感元件为变压器，并且控制器被配置为对变压器的任何绕组上的电压进行积分以产生表示变压器中的电流的信号。

12.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中控制器被配置为控制开关以提供恒定的平均输出电流。

13.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中开关电路为反激变换器。

14.根据权利要求1或2所述的开关电路，其中电感元件(406)进一步包括辅助电感绕组，该辅助电感绕组被配置产生表示电感元件中的磁通量的信号。