CN102723880A

CN102723880A - 一种交流变直流电路

Info

Publication number: CN102723880A
Application number: CN2012101948233A
Authority: CN
Inventors: 尹向阳; 余凤兵; 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2012-06-13
Filing date: 2012-06-13
Publication date: 2012-10-10

Abstract

本发明公开了一种交流变直流电路，包括整流电路、BUCK电路和电压检测控制电路，电压检测控制电路设置有用于限制BUCK电路最低工作电压的第一预设值、最大工作电压的第二预设值，电压检测控制电路分别检测脉动直流电的瞬时值和低压输出端的电压值，并在脉动直流电瞬时值在第一预设值以上、第二预设值以下且低压输出端输出电压Vout低于第三预设值时，电压检测控制电路输出PWM信号控制BUCK电路工作，电压检测控制电路在脉动直流电瞬时值高于第二预设值时，控制BUCK电路停止工作。本发明通过限制BUCK电路的最大工作电压，使其工作在脉动直流电的低压部分，这样提高了效率，实现电路不使用高压电解电容，效率高的特点。

Description

一种交流变直流电路

技术领域

本发明涉及交流变直流电路，特别涉及应用于小功率AC/DC电源中的交流变直流电路。

背景技术

交流变直流电路很多，用整流电路即可实现。工业与民用供电一般采用交流供电，以民用为例，我国为220VAC/50Hz，美洲采用120VAC或110VAC，频率为60Hz的交流电，而英国采用240VAC/50Hz，其它国家和地区也是各不相同，总体说来，频率为两种：50Hz或60Hz，工作电压为110V左右以及220V左右，其特点是，电压(或电流)的幅度的方向随时间作周期性变化，如图1所示。

图1示出的随时间按正弦规律变化的交流电，称为交变正弦电压，变化一次所需要的时间称为交变电压的周期，用T表示，业界所说的220V，是指有效值，其峰值为

倍有效值，即为：

220 V \times \sqrt{2} = 311.1 V

直流电压(或电流)的大小和方向不随时间变化。如用曲线表示电压，则是和水平时间轴平行的一条直线，但我们一般把方向不变，但电压(或电流)的大小随时间有所变化的也称为直流电压(或电流)。

工业与民用都需要把交流变成直流，首先要使电流单方向流动、即单向导电，然后再将幅度稳定下来，即滤波。把交流电源变换成单方向电源的过程称为整流。

把交流电整流成低压直流电，中间要用到变压器，体积大，改变输出电压要改变变压器的匝比，效率也低下，输出端加电容滤波后，最终反映到交流输入端，都是在交流电的正弦波接近顶部时才有工作电流，引起交流电波形崎变。

美国专利公开号US2010123448的《CONTROLIED ON-TIME BUCK PFC》美国专利公开说明书示出了一种降压式PFC电路，这种电路可以看作是一种交流变成低压直流的电路，按其公开的技术方案，使用了BUCK电路，PWM方式控制BUCK电路中的开关，且在输入脉动直流电峰值时，占空比达到相对最大，这样需要BUCK电路中的电感L的电感量就要很大，且该电感L允许的工作电流也要很大，这样才能确保在高压输入下及占空比相对最大的情况下，该电感不会出现磁饱和，这也就决定了电感L的体积大，绕组的匝与匝、层与层之间的耐压处理增加不少工艺与成本。

PWM指Pulse Width Modulation，脉冲宽度调变信号，包括定频改变脉冲宽度，和脉冲频率调制(PFM：Pulse Frequency Modulation)，以及这两种方式的组合使用，本文所说的PWM，指上述的PWM和PFM以及它们的组合方式PWM-PFM。

常见的BUCK电路用在脉动直流电输入场合下，当输入脉动直流电的电压达峰值时，占空比达到最小，开关损耗大，存在电路效率低，损耗大的缺点。

中国专利申请号201210056555的《一种交流变直流电路》示出了一种用于小功率场合的交流变直流电路，用于3W以上输出功率的场合，也具有电流谐波多，效率较低的缺点。

在输出功率小于75W的应用场合，上述的二种方案都存在固有不足，对于用BUCK电路的降压PFC电路，需要用到的电感L的电感量就要很大，体积大，绕组的匝与匝、层与层之间的耐压处理增加不少工艺、成本。对于上述的《一种交流变直流电路》存在电流谐波多，效率较低的不足。

注：75W数据来源于中国国家标准GB17625.1-1998，名为《低压电气及电子设备发出的谐波电流限值(设备每相输入电流≤16A)》。

对于用BOOST的PFC加DC/DC的两级方案，也存在电路复杂，成本较高的缺点。而像市面上的集成电路LNK302P为代表的替代线性及电容降压式电源的低成本解决方案，也需要使用高压电解电容，对市电整流后的脉动直流电滤波。

发明内容

有鉴如此，本发明的目的是在输出功率小于75W的应用场合，提供一种交流变直流电路，其BUCK电路不需采用高压电解电容和大体积电感，成本较低，且具有相对高的变换效率。

为解决上述技术问题，包括整流电路、电压检测控制电路、BUCK电路；所述的BUCK电路连接在所述的整流电路之后，BUCK电路的输出为所述的交流变直流电路的低压输出端；所述的电压检测控制电路输出PWM信号控制所述的BUCK电路；所述的整流电路输出脉动直流电，所述的电压检测控制电路检测脉动直流电的瞬时值、检测低压输出端电压值，所述的电压检测控制电路按下述要求输出PWM信号控制BUCK电路中开关：

当所述的整流电路输出脉动直流电的瞬时值高于第一预设值时，所述的电压检测控制电路输出的PWM信号控制所述的BUCK电路工作；

当所述的整流电路输出脉动直流电的瞬时值高于第二预设值时，所述的电压检测控制电路输出的PWM信号关闭，所述的BUCK电路停止工作；

所述的电压检测控制电路检测所述低压输出端电压值，当所述的低压输出端电压值超过第三预设值，所述的电压检测控制电路输出的PWM信号关闭，所述的BUCK电路停止工作。

让上述方案的可靠的工作，所述的第二预设值的电压高于所述的第一预设值电压；

作为上述技术方案的改进，所述的第二预设值的电压随着所述的低压输出端电压纹波而变化，所述的低压输出端电压纹波变大时，所述的第二预设值的电压由所述的电压检测控制电路自动升高；所述的第一预设值的电压随着所述的低压输出端电压纹波而变化，所述的低压输出端电压纹波变大时，所述的第一预设值的电压由所述的电压检测控制电路自动降低。

所述整流电路的输出端和所述的BUCK电路中间并联电容，所述的电容容量在1uF以下。

本发明的工作原理为：

上述连接关系的交流变直流电路，整流后脉动直流电的瞬时值较高时，高于第二预设值时，BUCK电路不工作，BUCK电路工作在脉动直流电的瞬时值高于低压输出端的一段时间范围内，这时由于BUCK电路的工作电压不高(与整流后脉动直流电的峰值相比)，BUCK电路的占空比可以做得较大，如在0.99至0.1之间，变换效率容易做得很高，而当整流后脉动直流电的瞬时值较高时(高于第二预设值)，BUCK电路已不工作，这时BUCK电路中的电感不承受瞬时高压，该电感可以做得较小，瞬时高压全部由BUCK电路中的开关器件(一般为MOS管)在截止状态下承担，BUCK电路中的开关管在截止状态下，其承受的应力也大幅度提升。

在整流电路的输出端和BUCK电路中间并联电容，可以让BUCK开关时产生的高频开关电流的包络清晰，电容容量在1uF以下,可以对BUCK开关时产生的高频开关电流滤波，提高本发明的EMI性能。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

综上分析，由于本发明中的BUCK电路只在交流电的峰值以下的一段区间工作，在小于75W的小功率电源中，没有使用滤波的高压电解电容，在首次开机上电、开机时没有冲击电流；BUCK电路中的开关器件承受的电应力也降低；提高了开关器件的占空比，从而提高了变换效率；只使用了一级开关电源，电路简单，成本低。

由于只在输出端使用较大容量的滤波电容，其它电路容易贴片生产，容易小型化、模块化。

附图说明

图1为随时间按正弦规律变化的交流电波形图；

图2为根据技术方案中绘制出来的原理框图；也是第一实施例的电路图；

图3为整流电路101输出的脉动直流电图形；

图4为本发明第一实施例的工作区间、电流包络、输出纹波示意图；

图5为本发明第一实施例实测输出纹波图；

图6为本发明第二实施例电路图；

图7为本发明第三实施例电路图；

图8为本发明第三实施例的另一种应用电路图；

图9为本发明第四实施例电路图；

图10-1为本发明第四实施例的工作区间示意图；

图10-2为本发明第四实施例的电流包络示意图；

图10-3为本发明第四实施例的输出纹波示意图；

图11为本发明第五实施例电路图。

具体实施方式

第一实施例

图2示出了本发明第一实施例的原理框图，交流变直流电路包括整流电路101、电压检测控制电路102、BUCK电路103组成。

整流电路101将输入的交流电整流，输出脉动直流电，参见图3，横轴为时间轴，T表示输入交流电的周期，纵轴为脉动直流电的瞬时电压值；电压检测控制电路102通过端口201和端口202检测脉动直流电的瞬时值，同时通过端口204检测低压输出端的输出电压Vout，同时通过端口203输出PWM信号控制BUCK电路103中开关Q1；开关Q1通常为一只MOS管。

BUCK电路103连接在整流电路101之后，BUCK电路103包括开关Q1、电感L，续流二极管D1，以及输出滤波电容C，BUCK电路103的基本电路拓扑是公知技术，这里不再赘述。BUCK电路的输入端连接至整流电路101的输出端，即整流电路101的输出脉动直流电就是BUCK电路103的工作电压，BUCK电路103的输出为本交流变直流电路的低压输出端Vout；

电压检测控制电路102设置有用于限制BUCK电路103最大工作电压的第二预设值，以及用于限制BUCK电路103工作下限的第一预设值，和用于限制BUCK电路103最大输出电压的第三预设值，电压检测控制电路102的PWM信号输出端连接到BUCK电路的工作控制端，即电压检测控制电路102通过端口203输出PWM信号控制所述的BUCK电路中的开关Q1，当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值在第一预设值以上、第二预设值以下且低压输出端输出电压Vout低于第三预设值时，电压检测控制电路102才输出PWM信号控制BUCK电路103工作，BUCK电路103输出经电容C滤波后得到低压直流电；当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值高于第二预设值时，电压检测控制电路102通过端口203输出的PWM信号关闭，BUCK电路103中的开关Q1停止工作，即BUCK电路中开关Q1处于断开状态，这时BUCK电路103不工作，电容C储能向输出端负载放电；低压输出端Vout电压高于对应的第三预设值时，电压检测电路102也关闭BUCK电路103，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，以防输出电压Vout超过设定的第三预设值。

下面以一组实测数据说明本发明的第一实施例，设计输出功率为12V/6W。整流电路101由4只1N5406整流二极管组成，接成桥式整流电路，BUCK电路103包括开关Q1、续流二极管D1和电感L和电容C，开关Q1选用MOS管，型号为英飞凌科技公司的MOS管SPU03N60C，其漏极电流为3A，耐压为600V，端口203输出的PWM信号经过隔离变压器驱动MOS管Q1的栅极，为了简化电路，本文中一律用箭头指向开关或指向MOS管的栅极表示这种隔离驱动，用公知的自举方式也可以实现这种“隔离”驱动。MOS管Q1的漏极接整流电路101的输出正，MOS管Q1的源极接续流二极管D1的阴极，续流二极管D1的阳极接整流电路101的输出负，MOS管Q1的源极和续流二极管D1的阴极的连接点还连接电感L，输出滤波电容C和电感L连接，滤波电容C另一端连接整流电路101的输出负。

低压输出端Vout为12V，那么第一预设值取为12V×1.05=12.6V以上，这里取13V作为第一预设值；考虑到MOS管Q1的最小占空比D低于0.05以下后，电路的效率很低，这里取最小占空比D为0.1，那么利用BUCK电路的输出电压计算公式：

U_Vout=DU_in………………………………………………………公式(1)

公式(1)中，U_Vout为低压输出端Vout电压，D为占空比，U_in为整流电路101输出脉动直流电瞬时值。可以算出第二预设值为120V。

第三预设值定为12.85V。

电压检测控制电路102可由安森美公司型号为UC2843A的PWM控制器和两片TL431三端可调分流基准源以及其它器件组成，上述电压检测控制电路102的端口201、端口202、端口203和端口204所实现的电压检测、PWM控制信号输出功能，均可由该电路实现，该电路的具体电路连接和原理均属公知技术范畴，在此不再一一说明。该电压检测控制电路102的开关频率为52KHz。那么电感L为100uH的功率电感，电容C为2200uF/16V的电解电容。

实测性能如下表一：

表一

输出电压	12V
		输出电流	0.5A
满载输出纹波(峰-峰值)	1.69V
		效率	81.4%
交流输入端最大峰值电流	2.37A

图4示出了电源行业常用的波形图，其中T为20mS，对应我国的50Hz交流电，301为整流电路101的输出脉动直流电压；302为本发明第一实施例中的BUCK电路103的工作区间；303为本发明第一实施例中BUCK电路103的输入端工作电流的包络图；304为本发明第一实施例中BUCK电路103的输出端电容C两端的纹波电压图；图5示出了本发明第一实施例实测的输出端电容C两端的纹波电压图。示波器型号：泰克TDS-3012C数字荧光示波器，负载使用了电子负载，型号为IT8511，电流设定在0.5A上。图5的波形和图4中的304是完全一致的。

显而易见，让电路在负载轻载时，BUCK电路工作在第一预设值20V至第二预设值60V之间，而在电路在负载满载时，BUCK电路工作在第一预设值13V至第二预设值120V之间，有利于更进一步变换提高效率，电压检测控制电路102只要对输出电压Vout的纹波电压进行检测，即可实现这一功能，即BUCK工作区间随输出纹波自动调整工作区间。

若采用背景技术中美国专利公开号2010123448的《CONTROLIED ON-TIMEBUCK PFC》示出的一种控制导通时间降压式PFC电路，设计成同样的输出12V/6W的电路，其在交流输入峰值311V时的占空比D为：

D = \frac{U_{Vout}}{U_{in}} = \frac{12}{311} = 0.0386

……………………………………公式(2)

这个占空比为其最大占空比，在交流输入瞬时值比峰值311V小的其它时间里，其占空比D远比上述的0.0386要小，对于本技术领域的技术人员来说，占空比小于0.05，电路的变换效率在同成本下无法做好是公知常知。美国专利公开号US2010123448适合制作输出电压较高的电路，如输出200V，那么最大占空比为0.64，电路才有可行性。

常见的BUCK电路用在脉动直流电输入场合下，当输入脉动直流电达峰值311V时，占空比达到最小，式(2)的计算结果，这时开关损耗大，存在电路效率低，损耗大的缺点。和上述的美国专利公开号US2010123448一样，MOS管都要使用耐压600V以上的MOS管，这样才能保证最终产品在浪涌、防雷方面符合要求，事实上，想做成完成符合安规的产品，由于MOS管在交流输入大部份时间里都是工作的，必需使用耐压900V的MOS管，而本发明第一实施例的电路，在输入电压瞬时值120V以上时，MOS管Q1是不工作的，晶体管在截止时其承受的电应力是导通状态下的2至10倍，所以本发明第一实施例中的MOS管可以选用耐压相对低的晶体管，这样同样的价格，可以选用导通内阻低的MOS管，提升本发明电路的变换效率。

而中国专利申请号201210056555的《一种交流变直流电路》示出了一种用于小功率场合的交流变直流电路，采用其申请书中图17的电路，为了方便三极管选型，电路中NPN型都换成PNP型的，PNP型都换成NPN型的，设计成输出12V/6W的电路，输出电容仍用2200uF/16V电容，实测性能如下表二：

表二

输出电压	12V
		输出电流	0.5A
满载输出纹波(峰-峰值)	2.26V
		效率	64.2%
交流输入端最大峰值电流	28.6A

为了获得表二的性能，TR25a选用了MJE13003三极管，而TR25b选用了最大集电极电流高达12A，耐压400V的3DD13009这种大功率三极管，且采用了5只并联，才保证了表二中64.2%的效率，很明显，纹波和效率都不如表二中的数据。由于申请号201210056555的电路,是在输入脉动直流电比12V输出电压略高时瞬间导通，导通的持续时间实测为96uS，导通时的峰值电流很大，实测高达28.6A。

显而易见，本发明确实在75W以下小功率场合，可以实现前文所述的有益效果。

第二实施例

图6为本发明第二实施例的原理图，第二实施例的交流变直流电路包括整流电路101、电压检测控制电路102、BUCK电路103组成；其在实施例一的基础上，将BUCK电路中的续流二极管D1更换为一只N沟道的MOS管Q2，MOS管Q2在这里起续流的作用，功能和续流二极管D1相同，因为改为和续流二极管D1同步导通的MOS管，导通压降低，这样整机的变换效率高。

整流电路101将输入的交流电整流，输出脉动直流电，参见图3；电压检测控制电路102通过端口201和端口202检测脉动直流电的瞬时值，同时通过端口204检测低压输出端的输出电压Vout，同时通过端口203输出PWM信号控制BUCK电路103中开关Q1；通常为一只MOS管；电压检测控制电路102同时通过端口205输出PWM信号控制BUCK电路103中开关Q2，实现同步整流功能。

BUCK电路103连接在整流电路101之后，接收整流电路101输出的脉动直流电，它们中间加入吸收高频开关电流的电容C1，取值为104/630V，BUCK电路103的输出为本交流变直流电路的低压输出端Vout；

电压检测控制电路102设置有用于限制BUCK电路103最大工作电压的第二预设值，以及用于限制BUCK电路103工作下限的第一预设值，和用于限制BUCK电路103最大输出电压的第三预设值；电压检测控制电路102的PWM信号输出端连接到BUCK电路的工作控制端，即电压检测控制电路102通过端口203、205输出PWM信号控制所述的BUCK电路中的开关Q1、开关Q2，当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值在第一预设值以上、第二预设值以下且低压输出端输出电压Vout低于第三预设值时，才输出PWM信号控制BUCK电路103工作，BUCK电路103输出经电容C滤波后得到低压直流电；当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值高于第二预设值时，电压检测控制电路102通过端口203输出的PWM信号关闭，BUCK电路103中的开关Q1停止工作，即BUCK电路中开关Q1处于断开状态，这时BUCK电路103不工作，电容C储能向输出端负载放电；低压输出端Vout电压高于对应的第三预设值时，电压检测电路102也控制关闭BUCK电路103，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，以防输出电压Vout超过设定的第三预设值。

下面以一组实测数据说明本发明的第二实施例，设计输出功率为24V/12W。整流电路101由4只1N5406整流二极管组成，接成桥式整流电路，BUCK电路103包括开关Q1、MOS管Q2和电感L，开关Q1型号为英飞凌科技公司的MOS管SPU03N60C，其漏极电流为3A，耐压为600V，MOS管Q2为VISHAY公司的SI7450，其漏极电流为5A，耐压为200V；端口203输出的PWM信号经过隔离变压器驱动MOS管Q1的栅极，MOS管Q1的漏极接整流电路101的输出正，MOS管Q1的源极接同步续流MOS管Q2的漏极，MOS管Q2的源极接整流电路101的输出负，MOS管Q1的源极和续流MOS管Q2的漏极的连接点还连接电感L；端口205输出的PWM信号直接控制续流MOS管Q2的栅极，输出滤波电容C的一端和电感L的一端连接，滤波电容C另一端连接整流电路101的输出负。

低压输出端Vout为24V，那么第一预设值取为24V×1.05=25.2V以上，这里第一预设值取30V，考虑到MOS管Q1的最小占空比D低于0.05以下后，电路的效率很低，这里取最小占空比D为0.13，那么利用BUCK电路的输出电压计算公式(1)，可以算出第二预设值为184V，这个值不能高过续流MOS管Q2的耐压，并留有余量。

第三预设值取低于第一预设值30V以下的值，这里取24.7V。

电压检测控制电路102可由仙童半导体公司型号为FAN7930的PWM控制器和两片TL431三端可调分流基准源以及其它器件组成的同步续流驱动电路构成，上述电压检测控制电路102的端口201、端口202、端口203、端口204和端口205所实现的电压检测、PWM控制信号输出功能，均可由该电路实现，该电路的具体电路连接和原理均属公知技术范畴，在此不再一一说明。该电压检测控制电路102的开关频率为固定为200KHz。那么电感L为47uH的功率电感，电容C为2200uF/25V的电解电容。

实测性能如下表三：

表三

输出电压	24V
		输出电流	0.5A
满载输出纹波(峰-峰值)	1.35V
		效率	83.2%
交流输入端最大峰值电流	1.74A

由于加入电容C1，在功率增大的前提下，交流输入端最大峰值电流明显降低，加入的同步续流管Q2，也明显提高了电路的变换效率。相关波形和实测纹波由于和第一实施例相似，这里不再列出。显而易见，本发明确实在75W以下小功率场合，可以实现前文所述的有益效果。

显而易见，让电路在负载轻载时，BUCK电路工作在第一预设值50V至第二预设值120V之间，而在电路在负载满载时，BUCK电路工作在第一预设值30V至第二预设值184V之间，有利于更进一步变换提高效率，电压检测控制电路102只要对输出电压Vout的纹波电压进行检测，即可实现这一功能。

上述二个实施例的输出纹波比较大，用于驱动LED灯是完全可以的，控制流过LED灯的最大电流，确保LED灯不被损坏。由于BUCK电路的效率高，环路响应好，在上述二个实施例输出端接入第二级BUCK电路，第二级BUCK电路持续工作，这样最终的输出电压纹波可以做得很小，以便给要求比较高的后续电路供电。

事实上，本方案用于隔离变换电源，一样可以实现发明目的，对于开关电源行业的技术人员来说，反激电路(FLY-BACK)事实上就是BUCK电路的一种变形，反激电路中的变压器不是真正意义上的变压器，实际上就是隔离式(有双绕组的)的电感，它兼起储能电感的作用，称为储能变压器，输出电压只与负载有关，与匝比无关，由于电路一旦实现隔离，输出不仅可以实现降压，还可以实现升压，所以反激电路又称为BUCK-BOOST变换器的一个理想隔离版本。请参考张兴柱著的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第一版第60页正文第一行及第一段，该书的ISBN：978-7-5083-9015-4。或张占松、蔡宣三著的《开关电源的原理与设计》修订版第237页正文第一行及及第一段。

第三实施例示出的就是这种用于隔离变换的电源，包括反激与正激。

第三实施例

图7示出了本发明第三实施例的原理图，公知的，反激电路是BUCK电路的一种变形，即把图2中的开关Q1位置换成储能电感L，而把原续流二极管D1的位置换成开关Q1，原电感L的位置换成续流二极管D1，二极管D1在新位置一般叫整流二极管。储能电感L在这里就是储能变压器，这样得到的反激电路与BUCK电路的工作原理本质上是相同的，因为反激电路是BUCK电路的一种特殊电路形式。

第三实施例的交流变直流电路包括整流电路101、电压检测控制电路102、采用反激电路结构的BUCK电路103组成。注：图7中略去了去磁用的电路，又称钳位电路，如由二极管、电容、电阻组成的DCR钳位电路。

整流电路101将输入的交流电整流，输出脉动直流电，参见图3，电压检测控制电路102通过端口201和端口202检测脉动直流电的瞬时值，同时通过端口204检测低压输出端的输出电压Vout，204和输出端的中间电路为公知的光耦隔离等电路206；电压检测控制电路102同时通过端口203输出PWM信号控制BUCK电路103中开关Q1；通常为一只MOS管。

BUCK电路103连接在整流电路101之后，接收整流电路101输出的脉动直流电，BUCK电路103的输出为本交流变直流电路的隔离低压输出端Vout；

电压检测控制电路102通过端口203输出PWM信号控制所述的BUCK电路103中的开关Q1，当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值在第一预设值以上、第二预设值以下且低压输出端输出电压Vout低于第三预设值时，电压检测控制电路102输出PWM信号控制BUCK电路103工作，BUCK电路103输出经电容C滤波后得到低压直流电；当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值高于第二预设值时，电压检测控制电路102通过端口203输出的PWM信号关闭，BUCK电路103中的开关Q1停止工作，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，这时BUCK电路103不工作，电容C储能向输出端负载放电；低压输出端Vout电压高于对应的第三预设值时，电压检测电路102也控制关闭BUCK电路103，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，以防输出电压Vout超过设定的第三预设值。

本实施例的BUCK电路103采用反激电路结构，可以升压变换，电路带来的好处是BUCK电路103可以从输入脉动直流电压近似0V开始工作，即整流电路101输出脉动直流电压从很低的电压，第三实施例中的MOS管Q1就可以工作在PWM的开关状态。当然，为了让电路更好地工作，MOS管Q1的源极还会连接公知的电流检测电路。即在本实施例反激电路中，第一预设值可以低于第三预设值。

显而易见，本发明第三实施例确实在75W以下小功率场合，实现隔离变换器的全部功能，同样可以实现前文所述的有益效果，其详细原理不再赘述。

图7示出的是本发明应用于隔离变换的反激变换器电源，事实上，基本正激电路也是BUCK电路的变形，请参考张兴柱著的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第一版第28页3.1节至29页中间，或张占松、蔡宣三著的《开关电源的原理与设计》修订版第263页正文第一行及及第一段。

图8示出了第三实施例的另一种形式,本发明用于隔离正激变换的电原理图，在图7的基础上，把储能电感L(储能变压器)的输出绕组同名端反接一下，输出整流三极管D1中串入续流电感L1，再加上续流二极管D2，如图8所示，图8中虚框103内连接关系为公知技术，其原理在张兴柱著的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第一版第28页3.1节至29页中间论述很详细，这里不再赘述。

只要采用同样的控制方式：电压检测控制电路102通过端口203输出PWM信号控制所述的BUCK电路103中的开关Q1，当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值在第一预设值以上、第二预设值以下且低压输出端输出电压Vout低于第三预设值时，电压检测控制电路102输出PWM信号控制BUCK电路103工作，BUCK电路103输出经L1以及电容C滤波后得到低压直流电；当整流电路101输出脉动直流电的瞬时值高于第二预设值时，电压检测控制电路102通过端口203输出的PWM信号关闭，BUCK电路103中的开关Q1停止工作，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，这时BUCK电路103不工作，电容C储能向输出端负载放电；低压输出端Vout电压高于对应的第三预设值时，电压检测电路102也控制关闭BUCK电路103，即BUCK电路103中开关Q1处于断开状态，以防输出电压Vout超过设定的第三预设值。

第三实施例的另一种形式一样实现了发明目的，

上述三个实施例不仅可以用在单相交流电，对于本技术领域的技术人员，用于三相交流输入的场合，同样可以实现发明目的，第四实施例示出就是这种应用。

第四实施例

图9示出了第四实施例的原理图，参见图9，虚框104为交流电源，图中示出的电源内部是Y形接法，△接法是一样的，其中A、B、C三个接线端子分别对应A、B、C三相。虚框105为整流电路中的下半桥，由二极管Da、Db、Dc组成；整流电路中上半桥由三路本发明的主体电路30a、30b、30c直接替代，电路30a、30b、30c结构完全相同，都由电压检测控制电路102、BUCK电路103组成，图9中的102后缀加上a，表示是三相交流电中A相对应的工作通道，开关管Q1和续流管D1以及电感L采用同样的标示方法，表明它们所在的通道。

基于第一实施例的工作原理，电路30a、30b、30c轮流给输出端Vout供电，这样降低了输出纹波，并且平衡了A、B、C三相的用电，图10-1至图10-3示出了本发明第四实施例的工作区间、电流包络、输出纹波示意图；其中T为20mS，对应我国的50Hz交流电，输出电压为48V，输出电流为1A的波形图，A、B、C为对应的三相交流波形图，380VAC的峰值为537V，图9电路的3个通道的工作区间为：

1、电路30a工作在a-c以及a-b两个区间，a-c是指30a通道的BUCK电路103a工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Dc流回三相电中的C相；a-b是指30a通道的BUCK电路103a工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Db流回三相电中的B相；在图10-1中，电路30a工作区间用填充斜砖墙表示。

2、电路30b工作在b-c以及b-a两个区间，b-c是指30b通道的BUCK电路103b工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Dc流回三相电中的C相；b-a是指30b通道的BUCK电路103b工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Da流回三相电中的A相；电路30b工作区间用填充星状小点表示。

3、电路30c工作在c-b以及c-a两个区间，c-b是指30c通道的BUCK电路103c工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Db流回三相电中的B相；c-a是指30c通道的BUCK电路103c工作，对图9中电容C充电，电流经二极管Da流回三相电中的A相；电路30b工作区间用填充平行竖线条表示。

图10-2中303所指的为对应通道的电流包络图，对应的通道可以看图10-1中的标识，如c-b所指的工作区间的正下方电流包络块图，就是30c通道的工作电流包络图。

图10-3中304为本发明第四实施例中输出端电容C两端的纹波电压图；由于是三相输入，各相之间接续良好，所以输出纹波较小，可以证明，当每个通道的第二预设值为相电压的峰值电压一半时，3个通道刚好无间隙工作，这时的输出纹波已达到最小。

图10-1、10-2、10-3系列的波形与计算机仿真出来的结果是一致的。

事实上，由于电压检测控制电路102a、102b、102c共地，图9中的三个电压检测控制电路可以优化为一个，而且常见的MOS管，由于体内都有寄生二极管，容易引起电流经电感L，再经过MOS管内寄生二极管反灌，所以要用完整的6只整流二极管，且电路中，当每个通道的第二预设值为相电压的峰值电压一半以下时，3个通道中的电感可以合并为一只，续流二极管可以合并为一只，图11给出就是这种演变后的电路，第五实施例示出的正是这个电路。

第五实施例

第五实施例是由第四实施例优化而来的，参见图11，图11中的电压检测控制电路102，有3个检测端口201a、201b、201c，检测三相的瞬时电压差，还有一个检测端口204,检测输出电压Vout，电压检测控制电路102分别输出对应的三路PWM信号203a、203b、203c，分别控制Q1a、Q1b、Q1c，三路PWM信号203a、203b、203c在任何情况下，只有一路有输出，另外两路无输出。续流二极管可以合并为一只，为续流二极管D1，该电路由于只用了一只电感L和一只续流二极管D1，具有成本低的优点。

图9和图11是应用于三相三线制，对于本技术领域的普通技术人员来说，把本发明电路应用于三相四线制的场合，电路相对简单，容易实现，这里不再用实施例赘述。以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。正如前文所述，本发明所言之BUCK电路包括BUCK电路的基本电路形式，如实施例一中的BUCK电路103，还包括公知技术中BUCK电路基本电路形式的变形，如实施例二和实施例三中的BUCK电路103。而基于BUCK电路工作原理的变形电路还有其它形式，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如使用双极性晶体管代替上述的场效应管，采用公知的三极管复合管代替相应的三极管，在此不能穷举，但这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种交流变直流电路，包括整流电路、电压检测控制电路、BUCK电路；所述的BUCK电路连接在所述的整流电路之后，BUCK电路的输出为所述的交流变直流电路的低压输出端；所述的电压检测控制电路输出PWM信号控制所述的BUCK电路；所述的整流电路输出脉动直流电，所述的电压检测控制电路检测脉动直流电的瞬时值、检测低压输出端电压值，其特征在于：所述电压检测控制电路设置有用于限制BUCK电路最大工作电压的第二预设值、用于限制BUCK电路工作下限的第一预设值，和用于限制BUCK电路最大输出电压的第三预设值，所述的电压检测控制电路按下述要求输出PWM信号控制BUCK电路中开关：

2.根据权利要求1所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的第二预设值的电压高于所述的第一预设值电压。

3.根据权利要求1或2所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的第二预设值的电压随着所述的低压输出端电压纹波而变化，所述的低压输出端电压纹波变大时，所述的第二预设值的电压由所述的电压检测控制电路自动升高。

4.根据权利要求3所述的交流变直流电路，其特征在于：所述的第一预设值的电压随着所述的低压输出端电压纹波而变化，所述的低压输出端电压纹波变大时，所述的第一预设值的电压由所述的电压检测控制电路自动降低。

5.根据权利要求1所述的交流变直流电路，其特征在于：所述整流电路的输出端和所述的BUCK电路中间并联电容，所述的电容容量在1uF以下。