CN102695959A - 具有动态反馈的电容测量电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了测量电容的方法、装置和***。通常，累加器电路耦合到所述电容，并包括累加器和开关，所述开关通过第一控制信号所支配的一系列开关控制的充电或放电循环对所述累加器充电。所述累加器电路根据所述第一累加器上的所述电荷提供累加器信号。放电电路耦合到所述累加器电路，并且包括可选的变流装置，所述放电电路根据第二控制信号对所述累加器进行部分放电。控制电路耦合到所述累加器电路和所述放电电路，其动态地调节所述第一和/或第二控制信号以将所述累加器信号维持在所需范围内。所述动态调节的控制信号可用作所述电容的量度。此类方法和***可用于电容式触摸感测装置例如电容式按钮和电容式触摸面板中。

Description

具有动态反馈的电容测量电路
技术领域
本发明整体涉及特别是应用于诸如电容触摸感测装置之类***的电容测量电路。本发明还涉及相关的制品、***和方法。
背景技术
触敏装置通过减少或消除对机械按钮、小键盘、键盘和指示装置的需求，而允许用户方便地与电子***和显示器进行交互。例如，用户只需要在由图标标识的位置触摸即显触摸屏，即可执行一系列复杂的指令。在许多触敏装置中，当传感器内的导电物体电容耦合至导电性触摸工具（例如用户的手指）时，便感测到输入。
在一些情况下，用户手指或其他触摸工具或物体的触摸会改变在触摸板或其他触摸装置（例如按钮、开关、线性滑块等）上的未知电容Cx。通过测量该未知电容Cx，便可确定触摸是否存在及其位置（如果适用）。
取自美国专利申请公开US 2008/0142281(Geaghan)的图1示出了用于测量触摸板（未示出）上未知电容Cx的电路140的一个实施例。电路140可利用低成本且方便易得的IC芯片上的并行输入/输出(PIO)端口，从而使得电路140易于制造并具有很低的成本。可将开关S15和S16以及比较器Al提供为第一PIO端口内的组件。类似地，开关S17和S18以及比较器A2可以是第二PIO端口内的组件。这两个PIO端口可设置在单片芯片上。虚线框142包含了电路140的几个部分，它们易得自商用IC芯片（例如，以商品名C8051F320得自Silicon Laboratories的芯片），而其余的电路组件则在IC芯片外部。信号累加器C11和C12作为在PIO端口外部的电容器示于图1中。C11和C12优选地具有相等的标称值，以使得无论是充电周期还是放电周期内的信号积累均在大致类似的条件下发生。电阻器R1是在PIO端口外部的电阻器，其用于限制进入和流出触摸板的充放电电流以及任何静电放电(ESD)尖峰脉冲。电阻器R1可积成到包括触摸板的感测装置中。电阻器R2是PIO端口外部的另一个电阻器，其可用于将直流偏置电压Vb提供给节点N2，例如，如‘281 Geaghan专利公开中所详述的地电压或另一种电压。Cx为待测量的平板电容，例如，来自触摸传感器内的电极或导电层的接地电容。
在这里的讨论中，假定比较器Al和A2的阈值电压(Vth)约等于Vcc/2，这是低成本转换电路的特点，即使该电路也可在其他阈值下工作。比较器Al和A2的阈值优选地相等，且其幅值使得要达到该阈值所需的充放电周期的次数提供足够的信噪比。
Cx的测量通过将电荷轮流地通过C11和C12转移到Cx并从Cx中转移出来完成。电荷的传送周期可以交错的方式进行。下表1表明充、放电周期的示例性顺序，将其称为“序列A”。参照表1，步骤1通过闭合S16和S18来将C11和C12这两个电容器的串联组合两端的电压复位为0V。在步骤2中，将S15闭合，并通过正向脉冲（即，电流流入板中）对C11和Cx进行充电。在步骤3中，对电压V6进行采样，以查看电压V3是否高于A2的切换阈值。在步骤4中，将S18闭合，并将Cx上的电荷释放到C12上。当C11正在转移电荷时，C12浮动（S17和S18打开）。当电荷转移通过C12时，C11浮动。在步骤5中，对V5进行采样，以确定V1是否高于A1的切换阈值。可重复步骤2到步骤5，再次对C11和Cx进行充电，然后通过C12使Cx放电。可重复步骤2到步骤5，直到C11和C12上的联合电压被充电至阈值开关点，即比较器A1或A2的Vth。在那时，比较器Al的输出（在测试期间先前较低）在步骤5的测试期间将较高。再经过几次周期后，比较器A2的状态（在测试期间通常较高）在步骤3期间也将为低。将C11和C12充电到该点所需的充电-放电脉冲数与Cx的幅值近似成反比。图2示意性地图示了序列A的一系列充放电周期期间的各种电压水平。
表1：序列A
Figure BDA00001854425800021
Figure BDA00001854425800031
步骤6为测定Cx。序列A依次通过步骤2、3、4和5进行循环，直到V5成为“高压”。当在步骤5中检测到“高压”时，步骤2、3、4和5的循环次数表明Cx与C11和C12的比率，该比率又可用于确定Cx的幅值。在V5变为高压（如果C11和C12相等，则通常需要一个或几个循环）后，V6将很快变为“低压”。也可选择用V6向“低压”转变前的循环次数或V5向“高压”转变前的循环次数、或合用二者（如，求平均值），以计算Cx
的值。由于C11和C12可能并非完全相等，所以可能期望倒转序列A的过程，从而将先前的充电路径转变为新的放电路径，而将先前的放电路径转变为新的充电路径。这种反向的序列被称为“序列B”，其示于表2中。根据序列B执行充电/放电循环非常类似于根据序列A执行充电/放电循环。建立这种使充电/放电循环路径交替的互逆序列有助于通过在复位步骤后将剩余电荷循环到C11或C12中的较小者，而对那些路径中的组件之间的幅值（尤其是C11和C12的幅值）差异进行补偿。尽管执行此类序列反向可能是有益的，但却不是必需的。图2示意性地图示了序列B的一系列充放电循环期间的各种电压水平。
表2：序列B
Figure BDA00001854425800032
步骤12为测定Cx。序列B依次通过步骤8、9、10和11进行循环，直到V6达到其“高压”状态。当在步骤11中检测到V6为“高压”时，可使用被执行到该点的步骤8、9、10和11的循环次数来确定Cx的幅值。在V6变为高压后，V5将很快变为“低压”。也可选择用V5向“低压”转变前的循环次数或V6向“高压”转变前的循环次数、或合用二者（如，求平均值），以计算Cx的值。
任选地，可将步骤6和12中测定Cx的结果进行平均，以得到Cx的最终结果。可将执行多个A序列和B序列的结果进行平均，以得到更好的经筛选的Cx最终结果。
发明内容
我们开发出了适用于电容耦合触摸装置的电容测量技术，在一些实施例中，这种技术可使用上文结合图1和2所述的多个组件。该技术利用可选的变流装置和反馈机构将至少第一累加器上的电荷维持在所需范围内。可使用用作反馈（如，来驱动该变流装置）来满足该条件的控制信号作为电容的量度。有利的是，本发明所公开的实施例的至少一些涉及由标准的PIO端口制成的、且具有一些外部无源组件的低成本、低功率电容测量电路。
本专利申请因此公开了特别是测量电容的方法，该方法可包括通过第一控制信号的管理在多个开关控制的充电或放电周期内在第一累加器上积累电荷。使用可选的变流装置，根据第二控制信号对第一累加器部分放电。所述方法还可包括监测基于第一累加器上的电荷的累加器信号，以及动态地调节第一和第二控制信号中的一个以便将累加器信号维持在期望范围内。动态调节的控制信号可用作电容的量度。
在一些情况下，电荷可在多个开关控制的充电周期内在第一累加器上积累，并且该方法随后还可包括在多个开关控制的放电周期内在第二累加器上积累电荷，以及使用变流装置根据第二控制信号对第二累加器部分放电。在这些情况下，累加器信号基于第一累加器上的电荷和第二累加器上的电荷。多个开关控制的充电周期中的每一个充电周期可包括第一充电时段和第一保持时段，并且多个开关控制的放电周期中的每一个充电周期可包括第二充电间隔和第二保持时段，第一保持时段可发生在第二充电时段期间，而第二保持时段可发生在第一充电时段期间。
在一些情况下，第一控制信号可维持在恒定频率，第二控制信号可被动态地调节。在其他情况下，第二控制信号可维持在恒定频率，第一控制信号可被动态地调节。
在一些情况下，变流装置可包括至少一个无源电路组件和至少一个开关，第二控制信号可调节开关以进行部分放电。开关控制的充电或放电周期相对于第二控制信号调制可为异步的。例如，第二控制信号可调制多个开关状态之间的开关，所述开关状态中的一者对应于变流装置终端之间的开路。
在一些情况下，变流装置可包括至少第一和第二无源电路组件和至少一个开关，并且第二控制信号可将开关控制到第一状态和第二状态之间，在第一状态下，其中至少第一无源电路组件通过与部分放电相关的电流，在第二状态下，其中至少第二无源电路组件通过与部分放电相关的电流。当开关位于第二状态时，第一无源电路组件可能不会通过与部分放电相关的任何电流。
在一些情况下，动态调节可包括对第一或第二控制信号进行脉宽调制，并且脉冲宽度可用作电容的量度。
在一些情况下，电容可为与触摸和触摸面板的第一节点相关的第一电容，所述触摸同时也与触摸面板第二节点处的第二电容相关。该方法随后还可包括测量第二电容，并基于所测得的第一电容和所测得的第二电容确定触摸在触摸面板上的位置。
本专利申请还公开了测量电容的多种装置。例如，装置可包括可耦合到电容的累加器电路，所述累加器电路包括第一累加器和一个或多个开关，所述一个或多个开关被构造为在通过耦合到一个或多个开关的第一控制信号管理在多个开关控制的充电或放电周期内将电荷积累在第一累加器上，所述累加器电路用于提供基于第一累加器上的电荷的累加器信号。该装置还可包括耦合到累加器电路的放电电路，所述放电电路可包括变流装置，并且适于根据第二控制信号而对第一累加器部分放电。该装置还可包括耦合到累加器电路和放电电路的控制电路，所述控制电路用于动态地调节第一和第二控制信号中的一个，以便将累加器信号维持在所需范围内。该装置随后可使用动态调节的控制信号来作为电容的量度。
累加器电路还可包括第二累加器，其中一个或多个开关被构造为在多个开关控制的充电周期内将电荷积累在第一累加器上，并被构造为在多个开关控制的放电周期内将电荷积累在第二累加器上。放电电路随后可被进一步构造为根据第二控制信号对第二累加器进行部分放电。累加器信号然后还可基于第一累加器上的电荷和第二累加器上的电荷。
控制电路可用于将第一控制信号维持在恒定频率，并动态地调节第二控制信号。或者，控制电路可用于将第二控制信号维持在恒定频率，并动态地调节第一控制信号。
变流装置可包括第一无源电路组件和第一开关，所述第一开关可被构造为响应第二控制信号以进行部分放电。第一开关可通过第二控制信号调制，使其介于多个开关状态之间，所述开关状态中的一者对应于变流装置终端之间的开路。
在一些情况下，变流装置可包括第一和第二无源电路组件和第一开关，并且第二控制信号可用于将第一开关控制到第一状态和第二状态之间，在第一状态下，其中至少第一无源电路组件通过与部分放电相关的电流，在第二状态下，其中至少第二无源电路组件通过与部分放电相关的电流。当开关位于第二状态时，第一无源电路组件可能不会通过与部分放电相关的任何电流。
在一些情况下，控制电路可用于使用脉宽调制动态地调节第一和第二控制信号中的一个。
在一些情况下，累加器电路可直接耦合到电容，如，两者间无任何开关元件。
我们还公开了可包括此类电容测量装置的电容式触摸面板装置。
本文还讨论了相关方法、***和制品。
本专利申请的这些方面和其他方面通过下文的具体描述将显而易见。然而，在任何情况下都不应将上述发明内容理解为是对受权利要求书保护的主题的限制，该主题仅受所附权利要求书的限定，并且在审查期间可以进行修改。
附图说明
图1为现有技术电容式感测电路的电路示意图；
图2为现有技术的计时图，其示出在不同序列的循环内施加的多种电压水平，所述不同序列的循环可在使用电容式感测电路进行电容测量期间执行；
图3为使用可变电流反馈控制的电容式感测电路的电路示意图；
图4为使用可变电流反馈控制的另一种电容式感测电路的电路示意图；
图5a为电压对时间的曲线图，其示出当电路组件使用特定值时，图4的电路的建模响应；
图5b为图5a的电压对时间曲线图的一部分的展开图；
图6a-e为多种变流装置的电路示意图；
图7为基于测量行电极和列电极（也称为驱动电极和接收电极）之间的互电容而工作的触摸装置的示意图；
图8为触摸装置的电路示意图，其中相关的驱动电路和检测电路在一个驱动电极以及与其电容耦合的一个接收电极的背景下显示；
图9是一个比概括化的图8电路更具体的电路示意图；
图10为电压对时间的曲线图，其示出当电路组件使用特定值时，图9的电路的建模响应；
图11为四线电容式触摸传感器的电路示意图，所述四线电容式触摸传感器包括电容式感测电路以用于测量四个电容电流中的每一个；并且
图12为与图11相似的电路示意图，但此处仅显示整个电路的一部分，并且此处结合电容式电流测量电路提供了更多的细节。
在这些附图中，相同的附图标号指示类似的元件。
具体实施方式
图3为示例性电容式感测电路310的电路示意图，该电路使用变流反馈控制来测量未知电容Cx。在此电路中，电容Cx可以位于触摸板或其他触摸装置如按钮、开关、线性滑块等上，来自使用者的手指或其他触摸工具或物件的触摸可改变Cx的值。通过测量未知电容Cx，可确定触摸是否存在及其（如果有的话）位置。
电路310包括累加器电路333、放电电路326和控制电路350。读者将会理解，将电路310分为不同部分的这种划分或排列是为了描述方便，但这些划分并非意图进行限制，在不丧失一般性的同时，也可使用其他划或排列方式（包括无细分或排列）。优选地，电路310直接耦合到未知电容Cx，而非通过（例如）一个或多个开关与其耦合，但在可供选择的实施例中，可使用一个或多个此类耦合开关。未知电容Cx可由（例如）典型的表面电容式传感器如3MTM MicroTouchTM ClearTekTM电容式触屏或替代形式的表面电容式传感器提供。
在图中，C301和C302可表示外部电容器，它们的值通常基本上相等。开关S301、S302通常为FET开关，其可并入到逻辑电路诸如三态驱动器或并行输入/输出(PIO)端口中。这些开关可分别由控制电路350上的线Ctrl301、Ctrl302控制或支配。测量电路321、322可以（例如）是或包括电压比较器、或测量电压阈值的简单逻辑门。放电电路326是或包括基于由控制电路350提供的信号Ctrl303以可控的速率对C301和C302进行放电的可变电流电路。
累加器电路333使用两个串联的积分电容器（可将它们中的每一个视为“累加器”）C301、C302，电容器C301整合流入未知电容的半个循环的交流电流，而电容器C302整合流出未知电容的相对的半个循环的交流电流。因此，电荷在多个开关控制的充电周期中积累在电容器C301上，并且电荷在多个开关控制的放电周期中积累在电容器C302上。当电容器连接到基准电压时，两个电容器C301、C302两端的电压可在积分器充电期间进行测量。
值得注意地是，电路310包括反馈控制，所述反馈控制可将累加器或电容器C301和C302两端的电压维持在所需范围内，如，维持在选定的固定水平。
因此，电路310在交叠时期（例如）同时地表现出两项相对独立的功能。在一项功能中，累加器电路333通过交替地关闭开关S301和S302而分别对积分电容器C301或C302进行充电。开关S301、S302可通过由控制电路350提供的一个或多个控制信号（未示出）进行控制。C301和C302的充电速度取决于电容Cx的值（以及任何其他可能与其相关的阻抗）。在电路310的另一项功能中，积分电容器C301、C302通过放电电路（可变电流电路）326以可控的速率缓慢放电。
C301和C302的串联组合上的电压，即(V301-V302)，可通过电路321和/或电路322进行测量，并分别经由来自测量电路321、322的输出信号Sig301、Sig302通过控制电路350进行监控。当开关S302闭合且开关S301打开时，V302=0，使得V301等于C301和C302的串联组合上的电压。当开关S301闭合且开关S302打开时，V302等于供给电压减去C301和C302的串联组合上的电压。
控制电路350可通过反馈方法将电压差(V301-V302)控制到所需范围，如，标称恒定电压，由此：(1)电容器C301和C302通过操作开关S301、S302由波动电流Ix交替地进行递增充电；(2)测量电路321和/或322测量电容器C301和C302上的电压，并且(3)控制电路350通过控制信号Ctrl303动态地调节电路326中的放电电流I326，从而以等于平均充电电流Ix的平均速率对C301和C302进行放电。这样，电路310使通过累加器电路333的电容器C301、C302的充电与通过放电电路326的相同电容器的放电相平衡。通过平衡平均充电和放电速率，电压(V301-V302)的基本恒定的值以及电容器C301和C302上的基本恒定的电荷得以维持。为实现这种平衡所需的控制信号Ctrl303随后可用作未知电容Cx的动态量度或指示。
作为另外一种选择或除此之外，控制电路350可通过反馈方法将电压差V301-V302控制在所需范围，如，标称恒定电压，由此：(1)电容器C301和C302通过操作开关S301、S302由波动电流Ix交替地进行递增充电；(2)测量电路321和/或322测量电容器C301和C302上的电压，并且(3)控制电路350通过动态控制开关S301、S302调节充电电流Ix，以使充电的平均速率等于由电路326提供（并通过控制信号Ctrl303进行控制）的平均放电速率，此处放电速率可根据需要为固定值或变化值。在任一种情况下，电路310再次使通过累加器电路333的电容器C301、C302的充电与通过放电电路326的相同电容器的放电相平衡。通过使充电和放电相平衡，电压(V301-V302)的基本恒定的值得以维持。然后，可将控制开关S301、S302的操作以实现该平衡的控制信号用作未知电容Cx的动态量度。
在一些情况下，如图中所示，放电电路326不必连接到C301的正端子和C302的负端子之间。例如，如果V301和V302被控制在具有最小的交流分量的恒定直流电压，则电路326可通过将电流释放到地电位或非零的电压电位、而非将电流从C301的正端子释放到C302的负端子而对C301和C302进行放电。例如，电压差(V301-V302)可通过上述的电路321和/或322周期性地进行测量，并且如果(V301-V302)超过阈值，如电路321的阈值，则可调节Ctrl303来增大通过电路326的放电电流I326，以使得(V301-V302)降低。将(V301-V302)维持在恒定的电压所需的电流I326与充电电流Ix成比例，所述充电电流与Cx成比例，或更确切地与和未知电容Cx相关的阻抗成比例。由于在触屏、按钮等上的触摸而引起的Cx的增量变化将引起Ix成比例的增量变化。刚才描述的反馈机制随后将引起放电电流I326的相应增量变化。
下面的表3提供了一种可能的操作序列，其包括开关闭合，并且将在电路310的一个可能的实施例中进行相对接地电容测量。该序列假设开关S301、S302以固定的频率和工作周期进行操作或控制。
表3：具有反馈的序列
Figure BDA00001854425800101
在表中，Vth321是指电路321的电压阈值，而Vth322是指电路322的电压阈值。电流I326可通过测试V302或V301或它们的任意组合（例如，V301和V302两者，或V301和V302之间的电压差）来控制。
在步骤1中，复位在电路初始通电期间执行，并且其还可以在操作过程中周期性地执行。该复位步骤是可选的，一般的电路操作并不需要该步骤。复位步骤通过使电流流过电路326而对电容器C301和C302进行放电。根据可变电流电路326的设计，对电容器进行放电可通过流经电路326的给定预设阻抗的指数衰减的电流来表征，或其可通过流经电路326的恒定电流来表征。优选地，在电路310启用期间，选择允许流经电路326的初始电流I326的量，使其小于充电电流Ix的量，以使得电荷和电压可在积分电容器C301、C302上积累到所需的平衡水平。
在步骤2中，开关S302保持打开状态，而开关S301闭合。电流流经电容器C301进入未知电容Cx。电压VLR逐步上升，即，其以分步递增方式增大。
在步骤3中，开关S301为闭合状态，可对电压V302进行测试，以确定电压V302是高于还是低于测量电路322的预定阈值。
在步骤4中，可将开关S301尽可能快地重新断开。S301为闭合状态的时段应刚好足够长到使充电电流脉冲流过C301。通常，2至5倍时间常数就已足够，此处时间常数与Cx、C301以及电流Ix路径中的总电阻成比例。
在S301断开后，根据在步骤3中测得的Sig302的状态，电流I326可被增大或维持不变。如果在步骤3期间V302低于电路322的阈值，则信号Ctrl303调节电路326以增大I326。如果在步骤3期间V302高于电路322的阈值，则维持电流I326。注意：在更为复杂的可变电流电路中，根据测得的V302值，可替代地将电路控制为增大、减小或维持给定的电流水平或阻抗水平。
在步骤5中，开关S301保持打开，开关S302闭合。电流流经电容器C302进入未知电容Cx。电压VLR逐步下降，即，其以分步递减方式减小。
在步骤6中，S302为闭合状态，可对信号Sig301进行测试，以确定电压V301是高于还是低于测量电路321的阈值。
在步骤7中，可将开关S302尽可能快地重新断开。S302为闭合状态的时段应刚好足够长到使充电电流脉冲流过C302。通常，2至5倍的时间常数就已足够，此处时间常数与Cx、C302以及电流Ix路径中的总电阻成比例。
在S302断开后，根据在步骤6中测得的Sig301的状态，电流I326可被增大或维持不变。如果在步骤6期间V301低于电路321的阈值，则信号Ctrl303控制电路326以将电流I326维持在其先前的水平。如果在步骤6期间V301高于电路321的阈值，则控制信号控制电路326以增大电流I326。注意：在更为复杂的可变电流电路中，根据测得的V301值，可替代地将电路控制为增大、减小或维持给定的电流水平或阻抗水平。
不断地重复步骤2至7，并且所得的放电电流I326与充电电流Ix成比例。
步骤4和7中的测试可以多种方式进行。在一种方式中，可在开关S301进行N次状态转换后（而非在每一次开关转换后）进行测试，其中N为大于1的整数。在另一种测试方法中，如果测量电路321和322为简单的比较器，则Sig301和Sig302为二进制信号，分别指示V301和V302是高于还是低于现有的阈值电压。在另一种测试方法中，如果测量电路321和322为模拟-数字转换器(ADC)，则Sig301和Sig302为连续的（模拟）信号，分别指示V301和V302的量是高于还是低于现有阈值。这容许：(a)当测量到较大的差异信号时，电流I326（如电流I326）可被快速调节到较大的量；(b)阈值被设置在工作范围内的任何所需的信号水平；以及(c)在工作期间对阈值进行调节。改变Sig301和/或Sig302的阈值将改变VLR的后续幅值。
使用步骤3和4或者步骤6和7，可将电压差(V301-V302)控制在所需范围内，如，标称的固定水平。在步骤4和7中均不必调节控制信号Ctrl303，但在这两个步骤中进行所述调节可能是有益的。在一个实施例中，Vcc可能等于5V，并且电路321、322可能为阈值电压为（例如）1.5V的比较器。控制信号Ctrl303调节电流I326，如相对于表3的序列所述。因此，在正常条件下，在步骤6和7期间，电压差(V301-V302)在这种情况下被电路321控制到(5V-1.5V)=3.5V的电压。在转变情况下，即，在建立充放电电流之间的平衡之前，(V301-V302)可超过1.5V，并且其可甚至超过3.5V。这种情况可能发生在电路启用时刻，或由信号干扰例如ESD引起，或发生在测得的电容有大且迅速的变化时。在此实施例中，如果(V301-V302)超过3.5V，则在步骤6期间V302将会低于Vth322。这表明发生了较大转变，因此，Ctrl303可以较大增量调节I326以响应这种转变情形。
表3的序列和相对于电路310所描述的其他过程可被可嵌入控制电路350中的逻辑执行，例如，此类逻辑监测信号Sig301和Sig302以及控制信号Ctrl303。这种逻辑可体现在（例如）微处理器或特殊应用集成电路(ASIC)中。
一些触摸***包括驱动屏蔽。在使用驱动屏蔽的情况下，其通常被信号驱动，所述信号的幅相与传感器驱动信号（在图3中为VLR）相同。例如，在一个示例情况下，其中Vcc=5V且控制阈值等于1.5V，则VLR=3.5V。然后可将该电路的驱动屏蔽设计为3.5V驱动，与VLR相协调。
再次参见图3的电路，在示例性实施例中，电容器C301和C302基本相等，例如，在组件的容错范围内标称相等，并且对它们进行选择，使其远大于未知电容Cx。例如，如果Cx=1000pf，那么可使用C301=C302=0.1uf。Cx和C301、C302之间的这种较大(100:1)比率在(V301-V302)达到测量电路321或322的阈值前，将引发多个开关控制的充电/放电循环。这继而可确保良好的测量分辨率。较小的C301/Cx比率可减少测量时间，然而却降低了每次测量的分辨率。
开关S301和S302优选地为先断后通；即，S301和S302在正常运行期间优选地不同时闭合。如下文进一步所述，如果在电路326中使用一个或多个开关，则优选的是这些开关在S301和S302转换到开或关状态的同时不转换到开或关状态。
可在VLR和未知电容Cx之间添加电阻器和/或电感器，这是出于以下几个原因：
(a)ESD敏感性：以便将EDS电流限制到测量电路中。
(b)EMI辐射问题：电路可能在高频脉冲下运行，所述脉冲具有快速的上升/下降时间，因此，电路可能产生过量辐射。增加电阻器可通过增大R-C时间常数而减小EMI。典型的电阻为50欧。
(c)出于EMI原因，可能更可取的是添加串联电感器而非电阻器。
在触摸面板的场合下，可使用电阻器来将未知电容（即，触摸传感器）接地。一个接地电阻器可能就足以将传感器保持在平均0伏特的水平，然而可在矩形触摸面板的每一个角处均使用电阻器来平衡四个角的阻抗。在一些***中可能不需要此类电阻器。如果要使用，则电阻器应具有非常高的值，例如1至2MΩ，但此范围不应理解为限制性的。
如上所述，还可添加后部屏蔽来降低噪音。用等于测量电压的电压驱动屏蔽还可降低触摸传感器的有效寄生电容，所述有效寄生电容在Cx的触摸板处或矩形触摸面板的四个角处测得。屏蔽驱动信号可为与VLR同步转换的恒定信号值。恒定的屏蔽驱动信号可由单个PIO（其优选地通过电容器与屏蔽相连）产生。
现在转到图4，可看到使用变流反馈控制的另一种电容式感测电路410的电路示意图。在该电路中，将待测电容（在上文被称作未知电容）分为第一区块435和第二区块436，所述第一区块具有接地电容器Cx，所述第二区块具有电容器Cxt，所述电容器Cxt通过由开关控制电路SW404控制的开关S404可由开关控制地与电容器Cx并联。通过交替地闭合和断开开关S404来模拟在电容式耦合触摸装置的未知电容上进行触摸的效果。因此，当开关S404断开时，未知电容即被赋予Cx的值。这可能是触摸装置在没有来自手指或其他触摸工具的触摸时的特征。当开关S404闭合时，未知电容增加到Cx+Cxt。这可能是触摸装置在存在触摸时的特征电阻器R410也并联到电容器Cx，以便更准确地接近典型触摸装置上的实际触摸传感器的阻抗。
感测电路410的其他元件类似于图3电路中的相应元件。例如，积分电容器C401、C402（可将它们中的每一个视为“累加器”）基本上分别对应于积分电容器C301、C302。开关S401、S402分别由开关控制电路SW401、SW402控制，它们基本上分别对应于开关S301、S302。包括电阻器R403、R404和开关S403的区块426为示意性地显示为图3中的电路326的放电电路（或可变电流电路）的一个实例。图4中的节点VLR、V401和V402基本上分别对应于图3中的节点VLR、V301和V302。可将D型触发器集成电路A402（其可为Fairchild 74ACT374型装置或其他合适的装置），可任选地连同开关控制电路SW401和SW402一起视为构成图3中控制电路350的简化实施例。触发器A402分别具有数据输入“D”、时钟输入“CLK”以及同相和反相输出Q
Figure BDA00001854425800151
标记为Ctrl403的触发器A402的输出Q基本上对应于图3中的控制线Ctrl303的可能实施例。在图4中，Ctrl403处的输出向开关S403提供脉宽调制(PWM)控制信号。因此，通过改变控制开关S403的脉冲宽度，输出Ctrl403改变电阻器R403并联到电阻器R404的时间量，从而改变可变电流电路426的阻抗（和由该可变电流电路带来的放电电流的量）。电路410还包括如图所示布置的电压供应源Vcc和逻辑非门A401。
使用以商品名“LTspice IV”由Linear Technology Corporation(Milpitas,California)销售的程序来模拟电路410的操作。在模拟过程中，假定了以下的运行值和装置类型：
Cx：200皮法
Cxt：200皮法
C401：0.2微法
C402：0.2微法
R403：8千欧
R404：15千欧
R410：2兆欧
Vcc：5伏
S401：集成电路开关类型74AHCT367（阈值电压1.5伏，导通电阻(Ron)20欧）
S402：（与S401相同）
S403：集成电路开关类型74HC4316（阈值电压2.5伏，Ron=50欧）
S404：FET开关（阈值电压2.5伏，Ron=5欧）
A402：D型触发器类型74ACT374（D输入的阈值电压为1.5伏）
开关S404的激活模拟触摸动作的开始，此开关在t=0到t=4毫秒的模拟时间是打开的。在时间t=4毫秒时，将开关S404闭合以模拟触摸。将开关S401和S402交替闭合2微秒并打开3微秒，所以这些开关的切换周期为5微秒，从而得到200kHz的运行基频。
该电路的模拟波形在图5a和5b中提供。图5a为电压对时间的曲线图，其示出当电路组件使用上述值时，图4的电路的建模响应。图5b为图5a的电压对时间曲线图的一部分的展开图。
在图5a中，用于各种信号的标记与图4中相同。在图的时间尺度上，V401信号在上限V401a和下限V401b之间快速振荡，使得无法看出明显的波形。从时间t=0开始，信号V401的下限随着积分电容器C401和C402通过开关S401、S402的操作进行稳步充电而上升。在时间t=t1=1.5毫秒时，信号V401的下限达到装置A402的阈值Vth，A402的输出Q（即，控制信号Ctrl403）改变状态，使开关S403闭合。这就在可变电流电路426中添加了并联分路电阻R403，以增大来自电容器C401和C402的放电电流，使得V401的下限停止增大并开始下降。当V401降回到低于A402的阈值Vth时，开关S403重新打开，V401的下限停止下降并再次开始增大。当信号V401随后交替下降到高于和低于阈值Vth时，控制信号Ctrl403在0伏的下限和3伏的上限之间快速振荡（但没有信号V401那样快速）。这产生了脉宽调制(PWM)波形Ctrl403，其占空比与C401和C402的充电速率成比例，所述充电速率与流经未知电容（在这种情况下，为Cx）的电流成比例，所述电流继而（对于给定的基础开关频率而言）与未知电容（在这种情况下，为Cx）的值成比例。
如图5a中所示且在图5b的展开图中更清晰地所见，在时间t=t2=4毫秒时，存在通过闭合开关S404进行模拟的触摸，使得触摸电容Cxt并联添加到初始电容Cx的两端，导致Ctrl403的占空比明显改变。因此，可将控制信号Ctrl403的占空比用作未知电容的量度，在所描述的模拟中，在时间t=t2之前其等于Cx（200皮法），在时间t=t2之后其等于Cx+Cxt（400皮法）。在图5b中，可辨识出V401的单个脉冲，并且在接近阈值电压Vth=1.5V时，可以看见V401脉冲之中的变化。也可容易地看到控制信号Ctrl403占空比的改变。
要调节不同触摸传感器和***之间的电容变化，则在一些情况下，改变开关S401和S402的基础频率可能是理想的。上述模拟的实例（图4、5a、5b）使用200KHz的基础频率。如果触摸传感器的电容Cx为400皮法而不是200皮法，则可能优选的是降低运行基频以将通过Cx的充电电流调节到一定范围，该范围与得自可变电流电路426的放电电流的范围更加紧密匹配。
图6a-e为可用于本发明所公开的电容测量电路中的各种变流装置的电路示意图。读者要记住，这些实施例仅仅是示例性的，还可根据需要使用其他变流装置。在每一种情况下，示出的变流装置连接在一个标记为V1的终端和另一个标记为V2的终端之间，此处V1和V2可分别对应于例如图3中的V301和V302，或分别对应于例如图4中的V401和V402。
在图6a中，变流装置60包括串联的电阻器R60和开关S60。使用控制线Ctrl60上的脉宽调制(PWM)信号断开和闭合开关S60，以增大、减小或维持电流I60的平均值。假定S60的电阻远小于R60，则I60的最大值为大约(V1-V2)/R60。I60的最小值为0，且I60的平均值可被调节到介于这些值之间的任意电流。
图6b的变流装置62包括串联的电阻器R62和晶体管T62。流经T62的电流通过设置电容器C62上的电压进行调节，该电容器调节晶体管T62的栅源电压。C62上的电压可通过闭合开关（如，图3的S302或图4的S402）设置，使得V2接地。随后，可将V62（其可被视为装置62的次级或供替换的控制信号）设置为即将施加到C62的电压值。开关S62随后闭合，C62被充电到V62，随后S62重新打开。在开关S62闭合着时，图3的开关S302或图4的开关S402优选地保持闭合状态。C62上的电压、以及与此相关的电流I62保持相对恒定，直到下一刷新周期，此时S62重新闭合，并且V62被重新施加到C62。假定T62的电阻远小于R62，则I62的最大值为大约(V1-V2)/R62。I62的最小值为0，且I62可被调节到介于这两值之间的任意电流。
图6c中的变流装置64为开关电容器电路，其包括电容器C64和开关S64、S65。开关S64和S65彼此的操作状态相反，因此，当一个闭合时，另一个断开。S64和S65的开关速率由控制信号Ctrl64控制，该控制信号通常为变频方波。放电电流I64的平均值与Ctrl60的频率和C64的幅值成正比。
还可使用其他变流装置。例如，图6b中的FET T62可用双极性晶体管替换，或可使用光耦合晶体管或二极管来替代T62和C62的组合。同样，替代形式的开关电容器电路对于本领域内的技术人员来说可以是显而易见的。
电路60、62和64可组合使用。例如，可变电流电路可被构造为电路60与电路62并联、或两个电路60可并联，如图6d的可变电流电路66中所示。电路66包括如图所示连接的第一电阻R66和第二电阻R67以及第一开关S66和第二开关S67，控制信号Ctrl66控制开关S66的操作，控制信号Ctrl67控制开关S67的操作，以提供可变电流I66，如图所示。图6e示出另一种替代形式的变流装置68，其具有与电阻器R68和开关S68的组合并联的固定电阻器R69，以提供可变电流I68。电路68的构造可基本与图4的电路426相同。
具有反馈的电容式测量电路还可用于测量如手指或触针和一个或多个电极之间的互电容Cm、或矩阵型触摸屏的两个电极之间的互电容Cm。此类触摸屏在图7中示意性地示出。因此，待测的未知电容（在上文被称为电容Cx）在此也可称为互电容Cm。
图7的示例性触摸装置710包括连接至电子电路的触摸面板112，为了简便起见，将该电子电路一起集合成标记为714且统称为控制器的单个示意框。
所示的触摸面板712具有列电极716a-e和行电极718a-e的5×5矩阵，但还可使用其他数量的电极和其他矩阵尺寸。面板712通常是大致透明的，以使得用户能够透过面板712来观察物体，诸如计算机、手持装置、移动电话或其他***设备的像素化显示器。边界720表示面板712的观察区域且还优选地表示此显示器（如果使用）的观察区域。从平面图的视角看，电极716a-e、718a-e在观察区域720上做全空间分布。为了易于说明，这些电极被显示得宽大而显眼，但实际上电极可较窄小以致用户不易察觉。此外，这些电极可设计为在矩阵的节点附近处具有可变的宽度，如以菱形垫或其他形状的垫形式增加的宽度，以便增大电极之间的边缘场，从而增强触摸对于电极间电容式耦合的效果。在示例性实施例中，电极可由铟锡氧化物(ITO)或其他合适的导电材料构成。从深度的角度看，列电极可位于与行电极不同的平面内（从图7的透视角度，列电极716a-e位于行电极718a-e的下面），以使得列电极与行电极之间没有显著的欧姆接触，从而使得给定列电极与给定行电极之间的唯一显著的电耦合为电容耦合。电极矩阵通常位于防护玻璃、塑料薄膜等的下面，使得电极受到保护而不与用户的手指或其他触摸相关工具发生直接物理接触。此类防护玻璃、薄膜等的暴露表面可被称为触摸表面。
在给定的行电极和列电极之间的电容式耦合主要取决于电极彼此最靠近的区域中的电极的几何形状。此类区域对应电极矩阵的“节点”，图7中标出了其中的一些节点。例如，列电极716a与行电极718d之间的电容耦合主要发生在节点722处，并且列电极716b与行电极718e之间的电容耦合主要发生在节点724处。图7的5×5矩阵具有25个此类节点，这些节点中的任一个均可由控制器714经由适当选择将各个列电极716a-e单独地连接到该控制器的控制线726中的一个以及适当选择将各个行电极718a-e单独地连接到该控制器的控制线728中的一个来寻址。
当用户的手指730或其他触摸工具接触或近接触装置710的触摸表面时，如触摸位置731处所示，该手指电容耦合至电极矩阵。该手指从矩阵，尤其从最靠近该触摸位置的这些电极吸引电荷，这样便可改变对应于（多个）最近节点的电极之间的耦合电容。例如，触摸位置731处的触摸最靠近对应于电极716c/718b的节点。如以下进一步所述，耦合电容的这种变化可由控制器714检测且被解释为716c/718b节点处或附近的触摸。优选地，控制器被构造为快速检测矩阵所有节点的电容变化（如果有的话），并且能够分析相邻节点的电容变化大小，从而通过内插法准确确定节点之间的触摸位置。此外，控制器714有利地可被设计为检测同时或以重叠时间施加至触摸装置的不同部分处的多次不同触摸。因此，例如，如果在手指730触摸的同时，另一个手指732在触摸位置733处触摸装置710的触摸表面，或者如果各次触摸至少在时间上重叠，则控制器优选地能够检测这两次触摸的位置731、733，并且在触摸输出714a上提供此类位置。控制器714能够检测的同时发生的或时间上重叠的不同触摸的次数优选地不限于2，例如，它可以为3、4或更多，取决于电极矩阵的大小。
如下面进一步所述，控制器714可采用使其能够快速确定电极矩阵的某些或所有节点处的耦合电容的多种电路模块和组件。例如，控制器可以包括至少一个驱动单元。驱动单元可将驱动信号传送到一个电极，该电极被称为驱动电极。在图7的实施例中，列电极716a-e可用作驱动电极，或者可如此使用行电极718a-e。驱动信号可（例如）被一次传送至一个驱动电极，如按照从第一个驱动电极到最后一个驱动电极的扫描顺序。当每一个此类电极被驱动时，控制器监控其他组的电极（称为接收电极），以便测量被通电的驱动电极和被监控的接收电极中的每一个之间的互电容。控制器714可以包括耦合到所有接收电极的一个或多个感测单元。对于传送至每个驱动电极的每个驱动信号，（多个）感测单元为多个接收电极产生响应信号。
图8为触摸装置800的电路示意图，其中根据与图7中相似的矩阵型触摸屏，相关驱动电路884和检测电路（包括累加器电路883、放电电路826和控制电路889）在一个驱动电极P1以及与其电容耦合的一个接收电极P2的背景下显示。触摸装置800可用于测量触针和一个或多个电极之间、或两个电极P1和P2之间的互电容Cm。驱动电路884将电压脉冲Vd施加到触针顶端或电极P1。检测电路包括累加器电路883、放电电路826和控制电路889，其可以与先前讨论的图3和图4中的设计相同或相似。放电电路826（可以是或包括可变电流电路）可以与结合图3、图4和图6a-e所述的那些相同或相似。要获得测量互电容的更多信息，请参见提交于2009年9月16日的共同转让并共同待审的美国专利申请12/560,545（代理人案卷号64737US008）。
在图8中，检测电路包括可与（例如）图3和图4的对应元件相同或相似的元件。因此，积分电容器C801、C802可基本上对应于图3的电容器C301、C302。开关S801、S802可基本上对应于图3的开关S301、S302。放电电路（或可变电流电路）826可基本上对应于图3的电路326。控制电路889可基本上对应于图3的控制电路350。控制线81、82、83可分别基本上对应于图3的控制线Ctrl301、Ctrl302、Ctrl303。电流I804和I806可分别基本上对应于图3的电流Ix和I326。
未知电容Cm（图8）的值可通过将已知电压施加到Cm并测量所得的电流I802而确定。为做到此点，驱动电路884可将电压脉冲Vd、以及相应的电流I801施加到电极P1。在测量Cm期间，优选地将电压Vm（积分电容器C801和C802之间节点处的电压）维持为固定（直流）电压。维持固定的Vm将电极P2保持在恒定电压，以使得流经Cr的电流可忽略不计，即I803≈0。给定I803=0，则I802=I804。通过将电荷交替地聚积在C801和C802上、同时将Vm维持在恒定水平而测量电流I804。这可使用下表4中示出的序列完成，同时测量电路882的测量阈值=0V=Gnd，和/或测量电路881的测量阈值=Vcc。其结果将是V802被调节到大约0V，并且V801将大约为Vcc。通过控制电路889中的逻辑完成调节，所述控制电路控制放电电流I806，使得C801和C802以与这些电容器被充电电流I804充电相同的速率放电。
表4：具有反馈的可供选择的序列
Figure BDA00001854425800211
在表中，Vth881是指电路881的电压阈值，在这种情况下其等于Vcc。Vth882是指电路882的电压阈值，在这种情况下其等于地电位。电流I806可通过测试V802或V801或它们的任意组合（例如，V801和V802两者，或V801和V802之间的电压差）来控制。
还可将装置800方便地用于测量电极P2和地面之间的电容Cr、或测量任何接地电容。为此，将电路882的阈值设置为非零值，例如，1.5V，其可与5V的Vcc一起使用，并且如对图3的***310所讨论的那样，可使用1.5V的测量电路881阈值。然后可将上述表3的序列用于测量I804，其与电容Cm和Cr的并联组合成比例。多个互电容传感器包括这样的矩阵，其具有被布置得垂直于平行的垂直电极的阵列的平行水平电极阵列，所述矩阵如上文结合图7所述，并且在提交于2009年9月16日的共同转让并共同待审的美国专利申请12/560,545（代理人案卷号64737US008）中有所描述。电容Cr可表示一个电极的接地电容，而Cm可为一个水平电极和一个垂直电极之间的互电容。在这种情况下，Cr>>Cm，所以Cm和Cr的并联组合近似等于Cr。
如果电压Vd在等于电压Vm并与其同相的电压值下驱动，那么电流I802将可忽略，I804=I803，因此，测量的参数I804将与电容Cr成比例。
现在转到图9，可以看到比概括化的图8电路更为具体的特定实施方式的电路示意图。在图9中，***包括被设计用于模拟示例性触摸面板的属性的传感器模块935、驱动电路984、可变电流电路926、控制电路983以及多种其他组件，这些组件中的多个在图3、图4和图8中具有大量对应物。该***包括积分电容器C901、C902，它们可基本上对应于图3的电容器C301、C302，或图4的C401、C402。图9的***还包括开关S901、S902，它们可基本上对应于图3的开关S301、S302或图4的S401、S402。放电电路（或可变电流电路）926可基本上对应于图3的电路326，并且与图4的电路426相似。控制电路983可基本上对应于图3的控制电路350或图4的A402。控制线Ctrl901可基本上对应于图3的控制线Ctrl303。
驱动电路984包括D型触发器A903，其通过分别来自开关控制电路Sw901和Sw902的驱动信号S1dr和S2dr来设置和清零。（假定两条标记有S1dr的线直接彼此连接，并假定两条标记有S2dr的线直接彼此连接。）R901/C903和R902/C904的组合延迟A903的开关，使得Vd（在触发器A903的输出Q处）在开关S901闭合200纳秒后从高压(8V)转变到低压(0V)，并且Vd在开关S902闭合200纳秒后从低压转变到高压。
传感器模块935包括电容Cd、Cr和Cx，其模拟典型的触摸传感器。（或者，Cd可表示触针顶端的接地电容，此时Cx为从触针顶端到传感器电极的耦合电容，Cr为从传感器电极到地面的电容。）通过以下两个部分对互电容Cx进行模拟：Cx和Cxt，前者为恒定的，后者可通过对FET开关S904的操作（通过开关控制电路Sw904进行控制）交替地添加到电路或从电路移除，从而分别模拟触摸传感器或移除触摸。
变流电路926由单个电阻器R903结合开关S903进行模拟。电路926的电阻范围可从R903至约无限大而变化。因此，电路926可达到的最大放电电流为(V1-V2)/R3。如果负载电流（即，从传感器模块935流向电容器C901、C902之间的节点的电流）超过(V901-V902)/R903，则S901和S902的切换频率可下降，使得负载电流达到低于(V901-V902)/R903的水平。
变流电路926由脉宽调制(PWM)控制信号Ctrl901控制。控制信号Ctrl901通过低通滤波组件C905和R906被转换为直流电压，从而产生信号PWMavg，其与Ctrl901的占空比成比例，后者又与互电容Cx成比例。
如针对***800电压V801的测量所述（图8），控制信号Ctrl901通过测量电压V901而生成。信号Ctrl901调制变流电路926（元件S903和R903）以将V901维持在电压Vcc。触发器A902D输入处的电压源Vbias用于从Vcc=5V转换到触发器A902的切换阈值(2.5V)。
使用上文提到的“LTspice IV”程序模拟图9电路的运行。在模拟过程中，假定了以下的运行值和装置类型：
Cd：10皮法
Cr：10皮法
Cx：0.8皮法
Cxt：0.2皮法
C901：2000皮法
C902：2000皮法
C903：30皮法
C904：30皮法
C905：1000皮法
R901：10千欧
R902：10千欧
R903：1000千欧
R906：200千欧
R910：2兆欧
Vcc：5伏
Vbias：2.5伏
S901：集成电路开关类型74AHCT367（阈值电压1.5伏，Ron=20欧）
S902：（与S901相同）
S903：集成电路开关类型74HC4316（阈值电压2.5伏，Ron=50欧）
S904：FET开关（阈值电压2.5伏，Ron=5欧）
A902：D型触发器（D输入的阈值电压为2.5伏）
A903：（与A902相同）
从模拟时间t=0到t=2.5毫秒开启开关S904，而该开关的激活将模拟触摸的开始。在时间t=2.5毫秒时，将开关S904闭合以模拟触摸。将开关S901和S902交替闭合1微秒并打开2微秒，这使这些开关的切换周期为3微秒，从而得到333kHz的运行基频。
使用上述运行值，在图10中提供图9的该电路的模拟波形，其中对信号V901、V902、Ctrl901和PWMavg进行标记。通过查看附图可以发现，在初始过渡后，通过PWM控制信号Ctrl901，V901和V902被分别控制到Vcc和0V的近直流值。信号PWMavg测量信号Ctrl901的占空比，其响应t=2.5毫秒时Cx20%的降低而发生变化。
然后使用图9的电路作为起点，但假定了不同的Cd、Cr和Cx值，进行了另外的模拟。这些值对参数PWMavg的影响总结于下表5中。
表5：用图9电路的可供选择的模拟
Figure BDA00001854425800241
Figure BDA00001854425800251
所列的模拟1、2和3表明改变Cr的值对触摸测量的影响可忽略不计。模拟4、5和6表明改变Cd的值对触摸测量的影响也可忽略不计。如模拟7-10所表明，Cx变化必会导致PWM控制信号Ctrl901和滤波后直流值PWMavg成比例变化。
比较图9与图8的电路，一个明显的差异在于，在图9的电路中，V901被调节到接近Vcc的恒定值，而V902被调节到接近0VDC（即地电位）的恒定值。因此，图9的变流电路926不通过交流电压调制，而是连接在近Vcc和近0V值之间。因此，在图9中，通过将电路926从V901接地，或将电路926从V902接到Vcc，可对C901和C902放电。这可使得电路926的成本降低。
如上述那些多个电容测量电路可有利地用于其他触敏装置应用。图11示出了这样的一种应用，其提供***1100的电路原理图，其中四线表面电容式触摸传感器1115包括电容测量电路1111、1112、1113、1114以用于待测量的四个电容电流的每一个。其中一个测量电路耦合到触摸传感器的每个角，这些角被标记为LL、UL、UR和LR，分别用于表示左下、左上、右上和右下。每个测量电路都可具有与上述电路相似的设计，并且它们可按协调或同步的方式运行。表面电容式传感器1115被构建为四个电阻器，如图所示在各角之间延伸。此为实际电路的简化图，其中传感器1115的表面为二维片式电阻器。传感器1115的电阻表面还具有在其整个表面大致均等分布的接地电容。电容器Cx1101至Cx1107表示这种沿传感器1115一侧分布的电容的简化模型。沿传感器1115的其他三条边缘以及在其整个表面上存在相似的接地电容，但为了简明起见，在图11中未予示出。美国专利4,293,734(Pepper,Jr.)提供了关于以下方面的附加信息：表面电容传感器、电流比测量技术以及可用于将原始测量值转换为触摸位置信息的电路。
图12为***1200的电路原理图，该***采用与图11类似的表面电容式触摸传感器，但是其中仅显示了整个电路的一部分，并且其中结合电容测量电路提供了更多细节。具体地，将图11的测量电路1113和1114在图12中示出。在这些电路之间，示出了表面电容式传感器1115的一部分，此处称为传感器部分1235。如图11所示，假定以简化形式表示的传感器部分1235具有电阻R1233和分布式电容器Cx1101至Cx1107。出于此处讨论的目的，假定R1233沿其全长具有相等的电阻，并且分布式电容Cx1101至Cx1107均相等。
优选地运行***1200以便以相等的同相交流电压VLL和VLR驱动传感器部分1235，以及测量所得的电流Ix1201和Ix1202。在不触摸传感器1235时，Ix1201和Ix1202大致相等。触摸传感器1235将在点T（即触摸点）处增加增量接地电容Ct。这也使得增量电流It1201和It1202流经Ct，其中It1201流入测量电路1114，It1202则流入测量电路1113，且与点T距LL角点与距LR角点的相对距离成比例。使用上文提及的Pepper,Jr.‘734专利中所述的计算方法，增量电流It1201与It1202的比率可用于测量触摸点T在传感器1235上的位置。
基本上，运行电容测量电路1113和1114（以及图11中的测量电路1111和1112）的每一个，以分别测量与其相应节点LR、LL相关的电容电流，使得各电路从其相应节点或测量点LR、LL的角度分别测量表面电容式传感器1115的有效电容（在本文其他地方称为未知电容）。随后，可对从不同电路1113、1114（以及1111和1112）得到的不同电容测量值进行数字运算，例如，通过如Pepper,Jr.‘734专利中所述的方法计算适当的比率，以确定触摸点的位置坐标。
电路1111、1112、1113、1114的每一个可因此具有与上文已描述的电容测量电路相同或相似的设计，参见例如图3和图4以及相关的说明，此类电路可有利地包括反馈机制，其中积分电容器（累加器）的充放电电流处于动态平衡。
因此，例如，开关S1201和S1202可分别基本上对应于图3中的开关S301和S302。积分电容器或累加器C1201和C1202可分别基本上对应于图3中的电容器C301和C302。测量电路1221和1222可分别基本上对应于图3中的电路321和322。放电电路1226（可以为或包括变流电路）可基本上对应于图3中的电路326。控制线Ctrl1203可基本上对应于图3中的控制线Ctrl303，类似于控制线Ctrl301和Ctrl302的附加控制线以及类似于控制电路350的控制电路优选地也包括在电路1113中。电流I1226和Ix1202可分别基本上对应于图3中的电流I326和Ix。
相似地，测量电路1114的开关S1211和S1212可分别基本上对应于图3中的开关S301和S302。积分电容器或累加器C1211和C1212可分别基本上对应于图3中的电容器C301和C302。测量电路1231和1232可分别基本上对应于图3中的电路321和322。放电电路1236（可以为或包括变流电路）可基本上对应于图3中的电路326。控制线Ctrl1213可基本上对应于图3中的控制线Ctrl303，类似于控制线Ctrl301和Ctrl302的附加控制线以及类似于控制电路350的控制电路优选地也包括在电路1114中。电流I1236和Ix1201可分别基本上对应于图3中的电流I326和Ix。
在此背景下，读者将容易理解***1200的运行，同时记住：协调或同步各种测量电路的运行是有利的（但并非必须的）。为清楚起见，在下表6中描述了***1200运行的可能序列，该***包括两个测量电路1113和1114，而该序列与上表3针对单个测量电路所示的序列相似。
表6：具有反馈（双电路）的序列
Figure BDA00001854425800271
Figure BDA00001854425800281
注意，Vth1221为电路1221的电压阈值，Vth1222为电路1222的电压阈值，Vth1231为电路1231的电压阈值，而Vth1232为电路1232的电压阈值。电流I1226可通过测试V1202或测试V1201或测试其任意组合（例如V1201和V1202两者，或V1201和V1202之间的电压差）来控制。类似地，电流I1236可通过测试V1212或测试V1211或测试其任意组合（例如V1211和V1212两者，或V1211和V1212之间的电压差）来控制。
上文针对表3的步骤1至7给出的注释以类似方式同样适用于此表6的步骤。最终结果是，由电路1113和1114中的控制信号Ctrl1203和Ctrl1213提供的反馈机制分别平衡相应积分电容器（累加器）的充放电电流。然后，相应控制信号的占空比、频率或其他相关运行的特征值可用于每个测量电路，以度量相对于其测量点的未知电容。
读者应记住，可针对本文所公开的测量电路、装置、***和方法做诸多变型，而全部此类变型均应视为包含在本公开中。在一个变型中，可修改给定的测量电路使其仅具有一个积分电容器（累加器），而非一对这样的元件。例如，电容器C301或C302（图3）中的任一个，或电容器C401或C402（图4）中的任一个，或电容器C801或C802（图8）中的任一个，或电容器C901或C902（图9）中的任一个，或电容器C1201或C1202（图12）中的任一个，或电容器C1211或C1212（图12）中的任一个可被取消而用短路连接替代。所得的单极测量值受低频噪音的影响可能大于使用两个电容器得到的双极测量值，相对于对应的双极测量值，单极测量值通常不太可取，但是，成本上的考量或其他设计上的权衡可使得单极设计在一些应用中是可取的。在所得的单极实施例中，反馈控制信号仅用于平衡单个积分电容器的充放电电流。
与单极变型相关的变型中，开关控制的充电或放电循环仅使用一个开关，而不是大多数电路图中所示的多个开关（如，两个开关）。因此，例如，如果将电容器C301从图3的电路中移除，则开关S301（以及控制线Ctrl301）也可省略。相似地，如果将电容器C302从图3的电路中移除，则开关S302（以及控制线Ctrl302）也可省略。
在其他变型中，可对测量电路的控制信号进行选择，使得控制信号的一个或两个皆可动态调节以达到所需的平衡，其中一个控制信号通过开关控制的充电或放电循环来控制累加器的充电，另一个则通过变流电路来控制累加器的放电。在多个如上所述的实施例中，开关控制的充电或放电循环（其作用在于对累加器充电）在固定运行条件（例如固定的频率和脉宽或占空比）下运行，累加器的放电通过动态调节变流装置而动态调节。在可供选择的实施例中，累加器的放电可在固定运行条件（例如固定的频率和脉宽或占空比）下运行，反馈可通过动态调节累加器的充电来提供，例如通过动态调节开关控制的充电或放电循环的频率、脉宽、占空比和/或其他相关参数。在这些实施例中，变流电路或装置可不需要，并可从所述电路中略去。（例如，图3中的控制线Ctrl303可省略，以及电路326可用例如恒定电流电路或装置、或者恒定阻抗电路或装置代替。）在其他可供选择的实施例中，累加器的充电（例如通过开关控制的充电或放电循环进行动态调节）和累加器的放电（通过变流电路或装置进行动态调节）两者皆可动态调节，并且经调节的控制信号的组合可用作未知电容的量度。
除非另外指示，否则本说明书和权利要求书中用来表示数量、特性量度等的所有数值应当理解为由术语“约”来修饰。因此，除非有相反的指示，否则说明书和权利要求书中列出的数值参数均为近似值，并且根据本领域内的技术人员利用本专利申请的教导内容获得的所需特性而改变。每一个数值参数并不旨在限制等同原则在权利要求书保护范围内的应用，至少应该根据所报告数值的有效数位和通过惯常的四舍五入法来解释每一个数值参数。虽然限定本发明大致范围的数值范围和参数是近似值，但就本文所述具体实例中的任何数值而言，都是按尽量合理的精确程度给出。然而，任何数值可以很好地包含与测试或测量限制相关的误差。
在不偏离本发明范围和精神的前提下，对本发明的各种修改和更改对于本领域的技术人员来说应是显而易见的，而且应该理解，本发明不仅限于本文所提供的示例性实施例。例如，除非另外指明，否则读者应当假设，一个本发明所公开的实施例的特征也可应用于所有其他公开的实施例。应该理解，所有本文引用的美国专利、专利申请公开和其他专利和非专利文档通过引用的方式并入，达到它们不与上述公开抵触的程度。

Claims (24)

1.一种测量电容的方法，包括：
通过第一控制信号的管理在多个开关控制的充电或放电周期内在第一累加器上积累电荷；
可选择地使用变流装置根据第二控制信号对所述第一累加器部分放电；
监测基于所述第一累加器上的所述电荷的累加器信号；
动态地调节所述第一和第二控制信号中的一个以将所述累加器信号维持在期望范围内；以及
使用所述动态调节的控制信号作为电容的量度。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述电荷在多个开关控制的充电周期内积累在所述第一累加器上，所述方法还包括：
在多个开关控制的放电周期内在第二累加器上积累电荷；以及
使用所述变流装置根据所述第二控制信号对所述第二累加器部分放电；
其中所述累加器信号基于所述第一累加器上的电荷和所述第二累加器上的电荷。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一控制信号维持在恒定频率，所述第二控制信号被动态地调节。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二控制信号维持在恒定频率，所述第一控制信号被动态地调节。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述变流装置包括至少一个无源电路组件和至少一个开关，并且所述第二控制信号调制所述开关以进行所述部分放电。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述开关控制的充电或放电周期相对于所述第二控制信号调制为异步的。
7.根据权利要求5所述的方法，其中所述第二控制信号将所述开关调制到多个开关状态之间，其中一个开关状态对应于所述变流装置终端之间的开路。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述变流装置包括至少第一和第二无源电路组件和至少一个开关，并且所述第二控制信号将所述开关控制到第一状态和第二状态之间，在所述第一状态下，其中至少所述第一无源电路组件通过与所述部分放电相关的电流，在所述第二状态下，其中至少所述第二无源电路组件通过与所述部分放电相关的电流，并且其中所述第一无源电路组件不通过与所述第二状态的所述部分放电相关的任何电流。
9.根据权利要求2所述的方法，其中所述多个开关控制的充电周期中的每一个充电周期包括第一充电时段和第一保持时段，并且所述多个开关控制的放电周期中的每一个充电周期包括第二充电时段和第二保持时段，并且所述第一保持时段出现在所述第二充电时段期间，而所述第二保持时段出现在所述第一充电时段期间。
10.根据权利要求1所述的方法，其中所述动态调节包括对所述第一或第二控制信号进行脉宽调制，并且其中所述脉宽用作电容的量度。
11.根据权利要求1所述的方法，其中所述电容为与触摸和触摸面板的第一节点相关的第一电容，所述触摸还与所述触摸面板的第二节点处的第二电容相关，所述方法还包括：
测量所述第二电容；以及
基于测得的第一电容和测得的第二电容确定所述触摸在所述触摸面板上的位置。
12.一种用于测量电容的装置，包括：
可耦合到所述电容的累加器电路，所述累加器电路包括第一累加器和一个或多个开关，所述一个或多个开关被构造为通过耦合到所述一个或多个开关的第一控制信号的管理在多个开关控制的充电或放电周期内将电荷积累在所述第一累加器上，所述累加器电路基于所述第一累加器上的电荷来提供累加器信号；
耦合到所述累加器电路的放电电路，所述放电电路可选地包括变流装置，所述放电电路用于根据第二控制信号对所述第一累加器进行部分放电；以及
耦合到所述累加器电路和所述放电电路的控制电路，所述控制电路用于动态地调节所述第一和第二控制信号中的一个，
以便将所述累加器信号维持在期望范围内；
其中所述装置使用动态调节的控制信号作为电容的量度。
13.根据权利要求12所述的装置，其中所述累加器电路还包括第二累加器，其中所述一个或多个开关被构造为在多个开关控制的充电周期内将电荷积累在所述第一累加器上，并被构造为在多个开关控制的放电周期内将电荷积累在所述第二累加器上，并且其中所述放电电路被进一步构造为根据所述第二控制信号对所述第二累加器进行部分放电。
14.根据权利要求13所述的装置，其中所述累加器信号是基于所述第一累加器上的电荷和所述第二累加器上的电荷。
15.根据权利要求12所述的装置，其中所述控制电路用于将所述第一控制信号维持在恒定频率，并用于对所述第二控制信号进行动态调节。
16.根据权利要求12所述的装置，其中所述控制电路用于将所述第二控制信号维持在恒定频率，并用于对所述第一控制信号进行动态调节。
17.根据权利要求12所述的装置，其中所述变流装置包括第一无源电路组件和第一开关，并且所述第一开关被构造为响应所述第二控制信号以进行所述部分放电。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述第一开关由所述第二控制信号调制到多个开关状态之间，其中一个开关状态对应于所述变流装置终端之间的开路。
19.根据权利要求12所述的装置，其中所述变流装置包括第一和第二无源电路组件和第一开关，并且所述第二控制信号用于将所述第一开关控制到第一状态和第二状态之间，在所述第一状态下，其中至少所述第一无源电路组件通过与所述部分放电相关的电流，在所述第二状态下，其中至少所述第二无源电路组件通过与所述部分放电相关的电流，并且其中所述第一无源电路组件不通过与所述第二状态的所述部分放电相关的任何电流。
20.根据权利要求12所述的装置，其中所述控制电路用于使用脉宽调制动态地调节所述第一和第二控制信号中的一个。
21.一种电容式触摸面板装置，其包括根据权利要求12所述的装置。
22.根据权利要求12所述的装置，其中所述累加器电路直接耦合到所述电容。
23.一种测量电容的方法，包括：
通过第一控制信号的管理在多个开关控制的充电或放电周期内在第一累加器上积累电荷；
在所述多个开关控制的充电或放电周期内对所述第一累加器进行部分放电；
监测基于所述第一累加器上的电荷的累加器信号；
动态地调节所述第一控制信号以将所述累加器信号维持在期望范围内；以及
使用所述动态调节的控制信号作为电容的量度。
24.一种用于测量电容的装置，包括：
可耦合到所述电容的累加器电路，所述累加器电路包括第一累加器和一个或多个开关，所述一个或多个开关被构造为通过耦合到所述一个或多个开关的第一控制信号的管理在多个开关控制的充电或放电周期内将电荷积累在所述第一累加器上，所述累加器电路用于提供基于所述第一累加器上的电荷的累加器信号；
耦合到所述累加器电路的放电电路，所述放电电路用于在所述多个开关控制的充电或放电周期内对所述第一累加器进行部分放电；以及
耦合到所述累加器电路的控制电路，所述控制电路用于动态地调节所述第一控制信号以便将所述累加器信号维持在期望范围内；
其中所述装置使用所述动态调节的控制信号作为电容的量度。
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