CN102684263A - 基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路及应用于该电路的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电池应用技术领域，具体涉及一种基于对称多绕组变压器结构的串联电池组主动均衡电路及应用于该电路的控制方法。其电路包括两组以上的呈串联布置的电池单元以及对应各电池单元设置的多绕组变压器T，电池单元包括电池B、滤波器、高频开关M、限流电阻R、磁复位和软开关谐振电路以及用于驱动高频开关M执行通断动作的驱动电路G；该电路成本低廉，结构和控制简单，同时能量转移效率极高。此外，其还可以通过加载一路占空比信号Vg在驱动电路G上以控制均衡电路,其有二种加载状态；增加占空比信号Vg数值，均衡电流增加；减小占空比信号Vg，均衡电流变小，从而实现对于均衡电路电流的可靠控制，其工作效率高。

Description

基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路及应用于该电路的控制方法

技术领域

本发明属于电池应用技术领域，具体涉及一种基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路及应用于该电路的控制方法。 

背景技术

随着新能源技术的飞速发展，电池作为重要的储能单元得到了广泛的应用。由于目前电池技术限制，电池单体电压较低，为了增加储能容量及输出功率，在大容量大功率应用中，通常将电池进行并联和串联组合。然而，由于制造工艺、初始容量、环境温度等方面的差异，电池之间的参数特性并不完全一致。在串联使用的过程中，这些不一致性会逐渐积累，造成不同串联单元的电池电压不均衡，在实际应用中造成某些电池单元过充电和过放电等现象，影响电池的使用特性和寿命，甚至直接造成电池组的损坏。 

针对上述情况下的电池电压不均衡问题，已有的解决方法分为两大类：一类的基本原理是使用被动电阻元件消耗电压较高单元上的多余能量来实现均衡，另一类则是在不同串联电池单元之间进行能量转移来实现均衡。电阻耗能的方法，其实现简单可靠，实际应用中多采取此方式；然而，由于电阻损耗，增加均衡电流会引起大量发热，使得均衡***散热体积大大增加，并且带来能量浪费，并且电阻耗能的方法，仅在充电过程结束前作用，无法解决由于不均衡引起的部分电池过放，当电池单元容量发生差异后，不能够完全利用所有电池单元的储能。由于电阻耗能均衡方式的诸多限制，基于主动式能量转移原理的均衡电路成为研究热点；从理论上来讲，基于主动能量转移的均衡方式可以充分利用所有电池单元的能量，并且没有损耗；但是由于实际应用中通常的串联电池数量很多，如电动汽车动力电池组由接近上百个电池单元串联组成，造 成此类均衡***结构复杂，成本高，控制量过多，可靠性降低，并且能量转移效率低，实际应用价值相比电阻耗能均衡方式而言并无显著提升。 

发明内容

本发明的其中一个目的是提供一种结构和控制简单的基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路，其能量转移效率高。 

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路，包括两组以上的呈串联布置的电池单元以及对应各电池单元设置的多绕组变压器T，电池单元包括电池B、滤波器、高频开关M、限流电阻R、磁复位和软开关谐振电路以及用于驱动高频开关M执行通断动作的驱动电路G；电路连接电池B的正极与滤波器后，再顺延接驳至高频开关M的漏极D，并由高频开关M的源极S引出经限流电阻R及多绕组变压器T的相应绕组后连通至电池B负极处；磁复位和软开关谐振电路的一端连接于限流电阻R与高频开关M的源极S之间的一段电路处，其另一端直接连通于电池B负极。 

上述方案的主要优点在于：该电路对于一组串联电池，仅需要一个控制信号，即可实现由高电压单元向低电压单元的能量直接流动，所有开关器件均可使用低耐压器件，其成本低廉，结构和控制简单，同时能量转移效率高；其实际应用价值相比电阻耗能均衡方式而言可得到显著提高。 

本发明的另一个目的是提供一种应用于上述串联电池组均衡电路的控制方法，从而实现对于均衡电路电流的可靠控制，提高其工作效率。 

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：通过加载一路占空比信号Vg在驱动电路G上以控制均衡电路，其有二种加载状态；增加占空比信号Vg数值，均衡电流增加；减小占空比信号Vg，均衡电流变小。 

该方案的主要优点在于：通过加载一路占空比信号Vg，从而实现对于均衡电路电流的可靠控制，其工作效率高。 

附图说明

附图1是本发明的主电路结构图； 

附图2是本发明所需的驱动电路图； 

附图3是本发明考虑寄生电阻后的等效电路图； 

附图4是本发明在均衡效果上的等效电路图。 

具体实施方式

一种基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路，包括两组以上的呈串联布置的电池单元以及对应各电池单元设置的多绕组变压器T，电池单元包括电池B、滤波器10、高频开关M、限流电阻R、磁复位和软开关谐振电路20以及用于驱动高频开关M执行通断动作的驱动电路G；电路连接电池B的正极与滤波器10后，再顺延接驳至高频开关M的漏极D，并由高频开关M的源极S引出经限流电阻R及多绕组变压器T的相应绕组后连通至电池B负极处；磁复位和软开关谐振电路20的一端连接于限流电阻R与高频开关M的源极S之间的一段电路处，其另一端直接连通于电池B负极。 

上述中，如图1所示，所述高频开关M可考虑使用MOSFET或IGBT器件。其串联电池组中各电池均分别同相应滤波器10直接相连，经过滤波后的电路同高频开关MOSFET或IGBT、限流电阻R和多绕组变压器T的各个绕组Tm组成的串联电路相连；磁复位和软开关谐振电路20同MOSFET或IGBT的漏极D和源极S并联连接或同所述多绕组变压器T的绕组并联连接，也即只要在交流等效电路上是并联在MOSFET漏极D和源极S处即可。 

进一步的，所述驱动电路G包括电平平移电路40以及用于供给信号的控制信号端，电平平移电路40由电容Ck、电阻Rk和二极管Dk构成；控制信号端的一端经电容Ck后连通高频开关M的栅极G处，其另一端直接连通高频开关M的源极S；电阻Rk和二极管Dk构成并联电路，并联电路连接点的位于二极管Dk负极所在侧直接连接于高频开关M的 栅极G与控制信号端之间的一段电路上，其另一侧则直接连通于高频开关M的源极S处；同时，所述驱动电路G还包括隔离变压器Tg，隔离变压器Tg的原边构成控制信号端，隔离变压器Tg的副边接于信号发出元件30输出端，所述对称多绕组变压器T的各绕组绕在同一磁芯上，并且所有绕组的匝数均相同，所有绕组的同名端在接入电路时的方向一致。图2为用于驱动图1电路中MOSFET的驱动电路。隔离驱动同MOSFET的栅极G和源极S相连，用于驱动MOSFET，控制其导通和关断。 

图3所示为考虑了线路电阻的等效电路。杂散电感和寄生电容由于相比图1中的集总参数很小，将其忽略。假设输出滤波电感L_f和C_f足够大，滤波电感上电流和滤波电容上电压近似不变，当MOSFET导通时，可得式(1)和(2)，其中R_BLi为电池侧的线路总电阻，R_oni为MOSFET的导通电阻，i′_Ri为在MOSFET导通时电阻R_i的电流。 

u_cfi＝U_Bi-i_Bi·R_BLi

                                              (1) 

u_Cfi＝u₀+(i′_Ri-i_Bi)·R_Cfi+i′_Ri·(R_i+R_CRi) 

                                              (2) 

图1中的变压器被等效为图3中理想变压器加励磁电感L_m的电路模型，从能量守恒可得式(3)。 

i_T1·u₀+i_T2·u₀+…+i_Tn·u₀＝0                 (3) 

用i_Ri，代替i_Ti，可得式(4)， 

i_R1+i_R2+…+i_Rn＝i_Lm≈0                        (4) 

其中i_Lm为变压器的励磁电流。 

每个电池上流过的电流为限流电阻Ri上电流的平均值， 

$i_{\mathrm{Si}}=\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{Ri}}}\≈d\·{i^{\′}}_{\mathrm{Ri}}---\left(5\right)$

其中d为MOSFET导通的开通占空比。由式(4)和(5)可得， 

i_B1+i_B2+…+i_Bn≈0                           (6) 

由(1)(2)(5)，可得 

U_Bi-R_Bi·i_Bi＝u₀                            (7) 

其中 

$R_{\mathrm{Bi}}=R_{\mathrm{BLi}}+\frac{1-d}{d}\·R_{\mathrm{Cfi}}+\frac{1}{d}\·(R_i+R_{\mathrm{oni}})---\left(8\right)$

式(6)和(7)即为附图4电路的数学描述，并且公式(8)给出了等效电阻的计算公式。 

在实际均衡电路工作中，如需控制均衡电流大小，可通过加载一路占空比信号Vg在驱动电路G上以控制均衡电路，其有二种加载状态；增加占空比信号Vg数值，均衡电流增加；减小占空比信号Vg，均衡电流变小；根据测量各个电池单元电压及所需均衡电流大小，利用式(6～8)计算控制信号的占空比，从而达到控制均衡电流的目的。在简单应用中，也可不控制均衡电流大小，输出固定占空比控制信号，均衡电流由各个电池单元的电压差自动决定，电池电压相差较大时，相应的均衡电流也较大。 

实际上，当本发明应用于大规模串联电池组的均衡时，可进行多级配置。具体方式为，先将串联电池组分组，每组电池使用本发明的电路进行均衡，然后各组电池再使用所述的均衡电路进行各组间的电压均衡即可；而其高频开关M的零电压开通和关断，则亦可通过控制占空比信号Vg实现，从而降低开关损耗，提高均衡效率。 

Claims (6)

1.一种基于对称多绕组变压器结构的串联电池组均衡电路，其特征在于：包括两组以上的呈串联布置的电池单元以及对应各电池单元设置的多绕组变压器T，电池单元包括电池B、滤波器（10）、高频开关M、限流电阻R、磁复位和软开关谐振电路（20）以及用于驱动高频开关M执行通断动作的驱动电路G；电路连接电池B的正极与滤波器（10）后，再顺延接驳至高频开关M的漏极D，并由高频开关M的源极S引出经限流电阻R及多绕组变压器T的相应绕组后连通至电池B负极处；磁复位和软开关谐振电路（20）的一端连接于限流电阻R与高频开关M的源极S之间的一段电路处，其另一端直接连通于电池B负极。

2.根据权利要求1所述的均衡电路，其特征在于：所述驱动电路G包括电平平移电路（40）以及用于供给信号的控制信号端，电平平移电路（40）由电容Ck、电阻Rk和二极管Dk构成；控制信号端的一端经电容Ck后连通高频开关M的栅极G处，其另一端直接连通高频开关M的源极S；电阻Rk和二极管Dk构成并联电路，并联电路连接点的位于二极管Dk负极所在侧直接连接于高频开关M的栅极G与控制信号端之间的一段电路上，其另一侧则直接连通于高频开关M的源极S处。

3.根据权利要求2所述的均衡电路，其特征在于：所述驱动电路G还包括隔离变压器Tg，隔离变压器Tg的原边构成控制信号端，隔离变压器Tg的副边接于信号发出元件（30）输出端。

4.根据权利要求1或2或3所述的均衡电路，其特征在于：所述高频开关M为MOSFET或IGBT器件。

5.根据权利要求1或2或3所述的均衡电路，其特征在于：所述对称多绕组变压器T的各绕组绕在同一磁芯上，并且所有绕组的匝数均相同，所有绕组的同名端在接入电路时的方向一致。

6.一种应用于如权利要求1所述均衡电路的控制方法，其特征在于：通过加载一路占空比信号Vg在驱动电路G上以控制均衡电路,其有二种加载状态；增加占空比信号Vg数值，均衡电流增加；减小占空比信号Vg，均衡电流变小。

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