CN102651939B

CN102651939B - 电负载驱动电路

Info

Publication number: CN102651939B
Application number: CN201210046722.1A
Authority: CN
Inventors: 弗朗斯·潘谢尔
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Silicon Semiconductor Hong Kong Ltd
Priority date: 2011-02-28
Filing date: 2012-02-27
Publication date: 2015-07-01
Anticipated expiration: 2032-02-27
Also published as: EP2493264A1; US20120217898A1; CN102651939A; EP2493264B1; US8723444B2

Abstract

本公开涉及用于驱动多个电负载的电路，以及用于操作这种电路的方法，其中根据所需的电流驱动每个电负载。示例实施例包括电路(100)，所述电路(100)包括：开关模式转换器(101)，包括具有初级绕组和次级绕组的变压器(102)；多个输出电路(106a-c)，每个输出电路包括电负载(108a-c)；以及切换控制电路(113)，连接用于控制每个输出电路开关(107a-c)并且用于感测通过每个电负载(108a-c)的电流；所述切换控制电路(113)配置用于在开关模式转换器(101)的连续输出周期中，按照依赖于每个相应电负载(108a-c)的正向电压的量级来操作每个输出电路开关(107a-c)。

Description

电负载驱动电路

技术领域

本公开涉及用于驱动多个电负载的电路以及用于操作这种电路的方法，其中根据所需电流驱动每个电负载。

背景技术

合并了诸如发光二极管(LED)之类的半导体器件的电负载需要正向电压，以便导通和用作电负载。在大于该正向电压的情况下，通过这种器件的电流可以迅速增加，因而一般通过对诸如电阻器之类的附加电流控制装置的使用来限制所述电流。这种器件的正向电压可能不是精确固定的，而是可以在相当大的宽范围内变化。例如，典型LED的正向电压可以在额定值附近最高改变±40％。在一些情况下，这种变化可能使得驱动这种器件成问题，尤其是当需要较高驱动效率时。

例如，在图象显示器(比如电视和计算机监视器)的背光中使用LED的一些应用需要多组LED，其中每组包括串联连接的多个LED。为了驱动这些多个组，简单的并联连接是不希望的，因为每组的正向驱动电压在各种情况下并不相同。因此，每组需要其自己的电流控制，以便确保提供相同的功率。

针对多输出LED驱动器电路的当前解决方案可以包括两级方法。第一级递送可以针对最佳效率而动态调节的输出电压，而第二级提供所需的电流控制。这种方法的问题在于需要电流驱动LED组。因为LED的正向电压可以变化很大的量，所以需要第一级的输出电压至少等于具有最高总正向电压的组的电压。然而，为了确保每组都接收到正确的电流，大多数时间都通过与第一级的输出相连的电流源来驱动LED组。电流源两端的电压降是第一级的输出电压(由连接的LED组的任一个的最高正向电压来确定)与该电流源控制的组的正向电压之差。该电压降可以是相当大的，并且对于额定值60V的组而言可以高达10V。这导致该电流源中的显著损耗，从而降低了驱动电路的操作效率。

在备选方法中，第二级可以包括独立的开关模式功率级(例如，降压变换器形式)，以便适应每个独立LED组的电压。按照这种方式，可以减少总的损耗，但是是以在所使用材料的帐单以及电路板面积方面相当高的成本为代价的。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题中的一个或多个。

对本说明书中现有公开文档的列举或讨论不应该必然地看作是对于所述文档是现有技术的一部分或者是公知常识的承认。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于驱动多个电负载的电路，包括：

开关模式转换器，包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组经由一个或多个输入控制开关与电压源相连；

多个输出电路，每个输出电路包括电负载，所述电负载通过相应的输出电路开关与次级绕组的输出相连并且与电容器并联连接；以及

切换控制电路，连接用于控制每个输出电路开关，并且用于感测通过每个电负载的电流，

其中所述切换控制电路配置用于操作所述输出电路开关以保持通过每个电负载的固定电流；所述切换控制电路配置用于在开关模式转换器的连续输出周期中，按照依赖于每个相应电负载的正向电压的量级来操作每个输出电路开关。

本发明通过改变多输出谐振转换器的行为使得每个独立输出用作电流源，而没有通常与物理电流源相关联的电压降的缺点，解决了上述问题，这是因为每个半导体电负载的正向电压的变化可以通过操作输出电路开关的顺序加以解决。

所述切换控制电路可以配置用于操作与具有最高正向电压的第一电负载相连的第一开关，然后操作与具有次高正向电压的第二电负载相连的第二开关。在操作第二开关之后，可以按照连续的量级操作与具有连续降低的正向电压的第三和后续电负载相连的第三和后续开关。

每个电负载可以包括多个串联连接的发光二极管。

每个开关可以通过电感器与次级绕组的相应输出相连。这种结构的优势在于增大了每个开关的导通时间，从而极大地减少了通过每个电负载的RMS电流。

每个电负载可以与电流感测电阻器串联连接，所述切换控制电路配置用于测量每个电流感测电阻器两端的电压，以确定通过每个相应电负载的电流。备选地，可以通过切换控制电路使用其它电流感测装置以感测通过每个电负载的电流，一个示例是霍尔传感器。

切换控制电路可以配置用于通过测量接通开关之后通过每个电负载的电流，来确定每个相应电负载的正向电压的量级。切换控制电路可以配置用于存储每个相应电负载的正向电压的量级。

所述电路可以配置用于驱动大于一组的电负载，其中多个输出电路是第一多个输出电路，以及次级绕组是第一次级绕组，所述电路还包括第二多个输出电路，所述第二多个输出电路中的每个输出电路包括将所述第二多个电负载之一与变压器的第二次级绕组的输出相连的开关，所述第二多个电负载中的每个电负载与相应的开关串联连接并且与电容器并联连接，所述切换控制电路还连接用于控制所述第二多个输出电路开关中的每个输出电路开关，并且用于感测通过所述第二多个电负载中的每个电负载的电流，其中所述切换控制电路配置用于通过以下方式操作所述第二多个输出电路开关以保持通过所述第二多个电负载中的每个电负载的固定电流：在所述开关模式转换器的连续输出周期中，按照依赖于所述第二多个电负载的每个电负载的正向电压的量级来操作所述第二多个输出电路开关中的每个输出电路开关。

包括第一和第二组电负载的电路的优势在于：除了受切换控制电路控制的输出电路开关所允许的控制之外，转换器输出的不同部分(例如，正部分和负部分)可以用于独立地控制每一组电负载。因此优选地，第一和第二次级绕组配置用于在开关模式转换器的每个输出周期的分离部分向相应的第一和第二多个输出电路提供输出。

所述多个输出电路中的每个输出电路还可以包括与相应的电负载相连的调制开关，其中所述切换控制电路配置用于根据脉宽调制方案来操作调制开关，用于控制通过每个相应电负载的电流。每个电负载的脉宽调制允许控制通过负载的功率而无需改变驱动电流。这在电负载是LED的情况下是有利的，因为驱动电流的变化可能造成不期望的输出颜色的变化以及输出效率的变化。脉宽调制可以被施加至电路中的所有电负载上，或者可以被独立地施加至一个或多个电负载的子集。

在使用脉宽调制的情况下，优选地，所述切换控制电路配置用于只有当相应的调制开关接通时才感测通过每个电负载的电流，从而避免了以下问题：当调制开关关断时感测零电流，以及错误地调节输出电路开关的操作。每个调制开关可以与每个电负载串联连接，尽管其它结构也是可能的，例如，每个电负载电路包括电流镜和与电负载相连的参考电流源，调制开关连接用于激活电流镜以控制通过电负载的电流。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于驱动多个电负载的方法，所述方法包括：

提供开关模式转换器，所述开关模式转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组经由一个或多个输入控制开关与电压源相连；

提供多个输出电路，每个输出电路包括开关，所述开关将所述多个电负载之一与次级绕组的输出相连，每个电负载与相应的开关串联连接并且与电容器并联连接；以及

提供切换控制电路，所述切换控制电路连接用于控制每个输出电路开关并且用于感测通过每个电负载的电流，

其中切换控制电路：

操作所述输出电路开关以保持通过每个电负载的固定电流；以及

在开关模式转换器的连续输出周期中，按照依赖于每个相应电负载的正向电压的量级操作每个输出电路开关。

与本发明第一方面相关的上述任选和优选特征中的一个和多个特征可以相应地应用到本发明的第二方面。

附图说明

以下参考所包括的附图以示例的方式进一步详细地描述了本发明的方面和实施例，其中：

图1是示出了针对多个电负载的驱动电路的第一示例实施例的电路图；

图2是驱动电路的第二示例实施例的电路图，其中驱动电路在每个输出电路中采用了附加电感；

图3是驱动电路的第三示例实施例的电路图，其中将输出电路分为两组；

图4是驱动电路的第四示例实施例的电路图，其中驱动电路合并了脉宽调制的调光能力；以及

图5是用于第四实施例的示例调光电路的电路图，其中示例调光电路包括可切换电流镜。

具体实施方式

已知谐振转换器用于向不同种类的电负载(包括使用LED)递送功率。一般将这些谐振转换器设计为高效和低电磁干扰级别的，并且至少对于约100W以上的功率级别是节约成本的。通常将这种类型的转换器设计为用于电负载的电压源。然而，可以将谐振转换器看作是一种电流馈入式半桥转换器。如果输出电压没有显著变化，则输出电流主要由转换器的谐振回路中的电流确定。因此，有利的是使这种转换器的变压器的输出绕组的端子在不同电压之间切换。在切换期间，电流将是恒定的，但是电流随时间的变化率(dl/dt)将由于谐振电感器两端的有效电压的变化而改变。因此，可以将谐振电流转移至需要再充电的输出。按照这种方式，即使当输出电压极不相同时，也可以向每个独立输出提供正确量的电流(可以是相等的电流)。

例如，如WO2006/013500所述，实现这种结果的一种方式可以是简单地添加开关。然而，这种方法具有以下缺点：当驱动LED组时存在以下限制：需要将具有最高正向电压的组与第一输出相连。这种方法还导致了相对较高的RMS电流值。这些需求导致需要在生产期间分级(即，基于部件的特性(在该情况下是部件的正向电压)对部件进行分类和选择)。这并非优选的途经，因为实质上这将增加生产的成本和复杂性。更好的选择可以是允许随机连接电负载，并且通过驱动电路的设计来解决正向电压的任何变化。

一种可能性可能是将另外的输出绕组添加至谐振转换器，这允许例如在每个切换周期的正部分和负部分进行一定程度的独立控制。然而，这种方法可能不允许独立地驱动大量的独立组。尤其当各种LED组需要抽头绕组时，变压器的构造将变得极其复杂。利用相同复杂度的变压器，通过对谐振周期二等分而使得第一半周期将只递送电流至第一个组集合，而第二半周期将电流递送至第二个组集合，可以将独立驱动组的个数加倍。这最终可能导致两个半周期的负载不相等，但是这可以通过以下方法来解决：改变谐振转换器的初级侧开关的占空比，使得递送至每个半周期的功率与所需功率匹配。用于这种驱动电路的切换控制器可以变得相当复杂，尽管这可以通过数字实现加以克服。切换控制器需要通过以下因素控制独立的输出：次级侧开关的适当时序，提供正确的占空比信息以适应每个周期的第一半周期与第二半周期之差，以及提供正确的频率信息以调节要递送至总负载的总功率量。

此外，可以实现各种方法以独立地完成对每个LED组的调光、对非常适用于应用(比如，用于电视的LED背光***的二维(2D)调光)的这种***的渲染。以下示例实施例使得：来自调光控制单元(嵌入在应用中)的所有控制信号与位于次级侧的输出控制器直接相连。按照这种方式，利用干线隔离可以容易地构建这种LED驱动器***，使得可以通过整流干线电压(或者通过功率因子校正电路的输出)为***直接供电。

图1示出了根据本发明第一示例实施例的多输出驱动电路100的电路图。电路100基于对多谐振LLC半桥转换器的修改。常规的开关模式转换器101(在这种情况下是块LLC板桥转换器)提供用于驱动相应输出电子电路106a-c的多个整流输出109a-c。转换器101包括驱动电路114，配置用于提供用于一对开关105a、105b的切换控制信号，所述一对开关105a、105b连接在电压源104与地之间。在第一个半周期，接通开关105a并且关断开关105b，使得电流流过变压器102初级侧的电感器115，并为初级侧电容器116充电。在第二个半周期，关断开关105a并且接通开关105b，使得流过变压器102的初级侧绕组103的电流反向。通过绕组比在变压器102的次级侧绕组110上反映了周期性电流。利用二极管117对输出侧绕组110整流，以向相应的输出电路106a-c提供整流输出109a-c。在备选实施例中，如以下参考图3和4的详细描述，可以不需要整流二极管117。

每个输出电路106a-c包括LED电负载108a-c以及串联连接在电负载108a-c与输出109a-c之间的相应输出开关107a-c。开关模式转换器101的输出表现为交流电发电机。通过在转换器101的每个周期适当地关断和接通开关107a-c，可以将该交流电流导入到需要的输出。每个开关107a-c的导通时间与转换器101的输出电压之间的相角确定了每个周期将有多少能量流入到了该输出。按照这种方式，可以将受控数量的能量传输到每个输出电路106a-c。

依赖于实际电压，电流将流过LED电负载108a-c。将图1所描绘的电负载108a-c示作单个LED，然而应该理解的是每个LED可以代表串联连接的多个LED。通过每个电负载108a-c的所述电流通过输出切换控制电路113来测量，其中所述输出切换控制电路113配置用于操作每个输出控制开关107a-c。在图1所示的示例实施例中，电流测量装置是与每个相应的电负载108a-c串联连接的电阻器111a-c的形式。每个电阻器111a-c两端的电压提供了电流的度量。然而应该理解的是，备选地，可以使用其它电流感测装置，比如利用电流镜(current mirror)对通过每个负载108a-c的电流进行镜像，或者通过对霍尔传感器的使用。

控制器113配置用于根据每个相应负载108a-c的正向电压调节每个输出开关107a-c的导通时间，以使得固定量的电流流过每个电负载108a-c。按照这种方式，尽管LLC转换器101的输出看起来像电压源，然而其可以用于提供正确级别的稳定电流。当所感测的通过电负载108a-c的电流下降时，可以增大相关联开关107a-c的导通相角(conduction angle)，以使得电流升高。相反，当所感测的电流变得太高时，可以减小导通相角，以使得电流下降。通过对通过每个电负载108a-c的电流进行持续监测，切换控制电路113可以维持通过每个负载的固定电流。输出切换控制电路113可以通过控制线118与转换器切换控制电路114 同步。

关于开关107a-c的操作时序，两种操作方法都是可能的。根据第一方法，切换序列包括首先接通与最低输出电压相连的开关，然后关断该开关，允许电流流向下一个较高的电压。这种操作模式可以看作是对WO2006/013500所描述的操作模式的改进。在这种情况下，假设输出109c具有最低输出电压，以及109a具有最高输出电压。当所有的开关107a-c都接通时，电流开始流过具有最低电压的输出(因为其它输出的整流二极管117将仍然阻断)。当与最低输出电压相连的开关107c的导通时间已经用完时，所述开关关断。然后输出电流将开始自动地按照下一个较高的输出电压流过，例如可以是输出109b。当输出109b已充分重新充电时，开关107b关断，然后电流的余下部分流向输出109a。开关的导通时间可以涉及半桥转换器的整流(commutation)。按照这种方式，可以建立用于每个开关的导通时间的简单定时器，例如如WO2006/013500所描述的。然而，由于寄生电感(例如，由于pcb迹线或开关的封装)而将在关断时刻出现尖峰。这可能引起由于MOSFET的雪崩甚至最终的击穿造成的高电磁干扰、高损耗。因此这种操作模式并非一定是优选的，但是却是可行的且直接实现的。

尽管图1的实施例给出了高级别的灵活性，但是却具有开关噪声的缺点。由于寄生电感，也可能在刚刚关断的每个开关两端发生的高的过电压。这对于损耗和可靠性而言并非优选。应注意在图1的实施例中，输出电路106a-c的所有输出线用作控制器113的输入。在一些实际实施例中，并非所有的这些电压感测连接都可能是必要的。

根据改进的第二方法，添加与每个电负载串联的电感，该电感趋向于加长每个开关的导通时间，从而极大地减少了RMS电流。在图2所示的驱动电路200的电路图中，示出了包括这种电感201a-c的示例实施例。所有其它部件与图1所示的部件类似，并且假定存在相应的参考标记(未示出)。

当将附加电感器放置在每个输出109a-c与相应的开关107a-c之间时，上述第一操作模式(当仍然有电流流动时截止)将不再可行。无论何时将附加电感器放置在绕组/整流器二极管与开关之间，都必须使用另一种序列。在这种序列中，要接通的第一开关是与最高输出电压相连的开关。然后，然后接通与较低输出电压相连的开关，使得通过第一开关的电流下降并变为零(当变压器输出处的电压将下降时)。然而，电感将导致有限的dl/dt，并且当电流已经下降至零时，将自动有效地关断开关。按照这种方式，开关的切换损耗将几乎完全消失，从而在接通与关断时导致实质上为零的电流切换。这种模式的实现不是直接的，因为开关导通时间的时序参考反向(其中，对于导通时间的参考，现在流程的结束与开始相反)，但是却通过标准开关模式电源控制IC证明了容易实现。

总之，没有任何电感的图1的实施例允许上述两种操作模式，而具有电感201a-c的图2的实施例则排除了以最低电压作为起始的第一模式。一般而言，包括电感的实施例是优选的，因为这不仅消除了实质上的所有切换损耗，而且还减小了通过每个独立输出的电流的RMS值。

图1和2示出的示例实施例将输出电压限制在预定范围内。在可能需要对相应LED组进行驱动的电压实质上差别很大的情况下，电路的结构可以改变，使得使用两个或多个抽头(tapped)输出绕组，以例如适应当驱动不同电负载时而可能需要的多个电压。然后，每个输出可以与不同的绕组相连，以及可以将电感以泄漏电感的形式并入变压器中。

在用于正确地驱动LED组的不同输出电压的个数变得较大的情况下，因为每个不同的电压需要两个绕组，所以变压器的绕组结构可能变得更复杂。这个问题可以通过以下方法来解决：将来自转换器的输出分为两组，只在谐振转换器的半个切换周期向每一组供电。图3所示的驱动电路300的第三示例实施例示出了这种情况。在该实施例中，与一般使用的谐振转换器相比的重要不同之处在于可以改变对初级侧开关105a、b(图1)的控制，使得开关的占空比不必是50％，而是可以根据每个周期的上半周期递送的功率与下半周期递送的功率之比而可大或可小。为了描述如何控制不同的输出，只在以下部分中略述了上半部的操作，因为可以对称地操作下半部。

在图3所示的示例驱动电路300中，上半部输出电路306和下半部电路306’与转换器301相连。除了每个输出电路只与转换器301的半个输出绕组相连并且只在转换器301的每个输出周期的一半内接收之外，每个输出电路306、306’实质上与以上略述的关于图2的示例实施例的电路类似。输出切换控制器被示为用于每个输出电路的分离的控制器313、313’。然而实际上，可以使用单个输出切换控制器。每个输出切换控制器313、313’与公共控制器314相连，其中该公共控制器314也用作LLC转换器切换控制器。公共控制器314连接用于控制如图1所示的以及如上述的转换器101一样的转换器301的初级侧切换周期。

输出切换控制电路313、313’配置用于控制输出开关307、307’，使得电流可以只流向输出。当LLC转换器301的输出处的电压小于相应的输出电压时，开关307、307’关断(即，没有导通)。对于上半部分或正半部分的输出电路306，在上半部输出电路306的输入电压是正的至少一部分时间段期间接通开关307。根据通过输出电路中的每个电负载所需的功率级，这段持续时间可以变为高达上半个周期的持续时间。每个开关306的导通时间由上半部控制器313确定。如果没有加载任何相应的输出电路，则只要存在没有负载的条件，就可以一直持续地保持相应的开关关断。因此，如果开关可以阻断两种极性，在图3(以及如下文详细描述的图4)所示的实施例中不需要整流二极管。

在图3的示例实施例中，驱动电路300的每半个部分可以配有不同的绕组和/或抽头绕组，以适应对相应LED组进行适当驱动所需的各种输出电压。

为了对驱动电路300的每半个部分中的输出进行控制，只有通过每个电负载的电流信息才是必要的。倘若递送至上半部的总功率等于递送至下半部的总功率，并且LLC转换器的变压器的次级绕组两端的总伏秒乘积(volt-second product)相同，这就足够了。然而实际上，不可能是这种情况。例如US6721191和US6822881所述，通过使用双输出控制方法可以调节对谐振转换器301的控制来适应这种情况。为了实现这种情况，需要针对驱动电路300的两个半部分输出的功率级的控制参数，其中控制参数通过公共控制器314实现。因此，上半部控制电路313和下半部控制电路313’配置用于测量输出电路的每半个部分的电压输出。然后，每半个部分的功率是简单的其中n是某半个部分中输出的数量。在图3的示例实施例中，尽管对于两半个部分示出了相同数目的输出，但是输出的数目不必是相同的。公共控制器314还可以配置用于递送绕组两端的总伏秒乘积信息，这可以通过与变压器绕组的直接附加连接来完成。

公共控制器314的主要功能是计算针对转换器301中的主要开关的适当频率和占空比。可以将这些信息经由控制线318传递至转换器301，例如，这可以通过两个光耦合器(一个用于切换频率Fsw，另一个用于占空比δ)或数字信号控制线来实现。

应该意识到，图3示出的用于控制的三个控制电路块313、313’、314可以被集成到一个控制器或控制器集成电路(IC)中。

其它实施例可以包括用于对电负载调光的装置。对LED调光可以按照模拟的方式来进行，例如通过降低所提供的输出电压。尽管从控制角度来说这种方式可能是便利的，但是对于性能而言一般就不太适当，这主要是因为LED发射的光的颜色随着所施加的电流而改变，而这通常不是所希望的。调光的较佳方式是添加与每个LED组串联的开关，并且使用该开关来对所施加的电流进行调制。这将产生没有颜色变化缺点的调光方法。图4所示的示例实施例示出了包括开关420、420的驱动电路，其中开关420、420’与输出电路406、406’中的每个电负载串联。每个开关经由来自输出电路控制器413、413’的控制线421控制。优选地，向每个开关施加脉宽调制(PWM)信号形式的调光信号，其中信号中每个脉冲的宽度可以根据所需的光输出而改变。可以将调光信号同等地施加至所有开关，或者例如，如果不同的LED组需要变化的调制方案，则可以将调光信号独立地施加至选定组的开关。在图1和2的实施例中，可以使用相同类型的调制，但是这不必局限于具有多组输出电路的实施例。

作为在输出电路中使用调制的结果，控制电路413、413’需要在控制电流通过每个负载时进行不同的操作。对于调制开关420、420’关断的时间段，没有电流可以通过相关联的电负载。因此，控制器电路413、 413’配置用于只有当相关联的调制开关420、420’接通时才感测通过每个负载的电流。优选地，控制器电路还用于保持与每个电负载相连的电容器两端的电压。优选地，不允许该电压升高太多，因为在调制开关接通的任何时候都可能发生过电流，并且也不允许该电压下降太多，因为通过LED组的电流将太低而不能接通调制开关，从而不仅造成了错误的光输出级别，而且还导致了变色。因此，优选地，控制器电路413、413’配置用于在接通PWM开关的期间的电流控制和在每一个调制开关的关断期间针对每一个电负载的输入电压控制之间改变控制器的输入。

因为每个LED组的正向电压可能非常不同，所以优选地，控制器电路413、413’配置用于存储与针对每组的优选电压有关的信息。可以在生产校准步骤期间在控制电路器413、413’中预先存储该信息，或者可以在使用中通过在感测电流的点测量每个负载两端的电压来计算该信息。

图5中的电路图示出了一种向任何上述实施例中的电负载提供调制的备选方法。在该实施例中，调制开关501激活电流镜502。由电流源503提供的参考电流I_ref根据电流镜502的比率控制通过LED 504(当然可以是LED组)的电流。控制器电路413、413’(图4)经由信号线521向开关501提供调制信号，目的在于最小化电流镜502中与LED 504相连的那部分两端的压降。这种结构的优势在于：倘若输出电容器505两端的电压足够高，则总是能很好的限定通过LED 504的电流。在备选实施例中，可以将调制开关501与电流源503串联连接。

在另一备选实施例中，可以通过调光控制信号直接地或者通过经由模拟方式的PWM或者通过这些方式的组合来修改固定参考电流I_ref。这使得在限定每个电负载的输出方面更加灵活。

可以调节根据本发明的电路中的输出数目以适应应用需求，而没有任何内在的限制。因此，本文所示实施例中的输出数目(即对于图1和2中的电路是3个输出，对于图3和4的电路是6个输出)不应该当作是以任何方式限制本发明的范围。输出的数目无须是偶数，以及两个半部分(图3和4)的输出的数目也无须相等。应该意识到，对于每半个部分，可以存在任意数目的抽头线圈，并且对于每半个部分，抽头线圈的数目可以不同。

例如，尽管用于对驱动电路进行操作的控制器优选地是实现为微控制器或专用控制器实现的数字控制器的形式，但是其本质上可以是模拟的。

还应该意识到，诸如感测电阻器、输出开关和PWM开关、电流镜和参考电流源之类的多种组件可以被集成到控制器电路中，并且可以提供集成电路执行所有的这些功能。

本发明的应用包括用于电视应用的LED背光，包括具有可独立调光的多个颜色的背光。本发明的实施例还可以用于针对普通发光应用的LED阵列。

其它实施例也落在所附权利要求限定的本发明的范围内。

Claims

1.一种用于驱动多个电负载(108a-c)的电路(100)，包括：

开关模式转换器(101)，包括具有初级绕组和次级绕组的变压器(102)，所述初级绕组(103)经由一个或多个输入控制开关(105a,105b)与电压源(104)相连；

多个输出电路(106a-c)，每个输出电路包括电负载(108a-c)，所述电负载通过相应的输出电路开关(107a-c)与次级绕组(110)的输出(109a-c)相连，并且所述电负载与电容器(112a-c)并联连接；以及

切换控制电路(113)，连接用于控制每个输出电路开关(107a-c)并且用于感测通过每个电负载(108a-c)的电流，

其中所述切换控制电路(113)配置用于操作所述输出电路开关(107a-c)以保持设定电流通过每个电负载(108a-c)；所述切换控制电路(113)配置用于在开关模式转换器(101)的连续输出周期中，按照依赖于每个电负载(108a-c)的正向电压的顺序，来操作每个相应的输出电路开关(107a-c),

其中所述多个输出电路是第一多个输出电路(306)，以及所述次级绕组是第一次级绕组，所述电路包括第二多个输出电路(306’)，所述第二多个输出电路中的每个输出电路包括将另外的电负载与变压器的第二次级绕组的输出相连的开关，所述另外的电负载中的每个电负载与相应的开关(307’)串联连接并且与电容器并联连接，

所述切换控制电路(313)还连接以控制所述第二多个输出电路开关(307’)中的每个输出电路开关，并且用于感测通过所述另外的电负载中的每个电负载的电流，其中所述切换控制电路(313)配置用于操作所述第二多个输出电路开关(307’)以保持设定电流通过所述另外的电负载中的每个电负载，所述切换控制电路(313)配置为在所述开关模式转换器(301)的连续输出周期中，按照依赖于每个所述另外的电负载的正向电压的顺序，来操作所述第二多个输出电路开关(307’)中的每个输出电路开关。

2.如权利要求1所述的电路(100)，其中所述切换控制电路(113)配置用于操作与具有最高正向电压的第一电负载(108a-c)相连的第一开关(107a-c)，然后操作与具有次高正向电压的第二负载(108a-c)相连的第二开关(107a-c)。

3.如权利要求2所述的电路(100)，其中所述切换控制电路(113)配置用于在操作第二开关(107a-c)之后，按照相继的顺序操作与具有相继较低的正向电压的第三和后续电负载(108a-c)相连的第三和后续开关(107a-c)。

4.如前述权利要求中任一项所述的电路(100)，其中每个电负载(108a-c)包括一个或多个发光二极管。

5.如权利要求4所述的电路(100)，其中每个电负载(108a-c)包括多个串联连接的发光二极管。

6.如前述权利要求1-3中任一项所述的电路(200)，其中每个开关(107a-c)通过电感器(201a-c)与次级绕组(110)的相应输出(109a-c)相连。

7.如前述权利要求1-3中任一项所述的电路(100)，其中每个电负载(108a-c)与电流感测电阻器(111a-c)串联连接，所述切换控制电路(113)配置用于测量每个电流感测电阻器(111a-c)两端的电压，以确定通过每个相应电负载(108a-c)的电流。

8.如前述权利要求1-3中任一项所述的电路(100)，其中所述切换控制电路(113)配置为通过测量接通开关(107a-c)之后通过每个电负载(108a-c)的电流，来确定每个相应电负载(108a-c)的正向电压的顺序。

9.如前述权利要求1-3中任一项所述的电路(100)，其中所述切换控制电路(113)配置用于存储每个相应电负载(108a-c)的正向电压的顺序。

10.如权利要求1所述的电路(300)，其中第一和第二次级绕组配置用于在开关模式转换器(301)的每个输出周期的分离部分上向相应的第一和第二多个输出电路(306，306’)提供输出。

11.如前述权利要求中1-3任一项所述的电路(400)，其中所述多个输出电路(406)中的每个输出电路包括与相应的电负载相连的调制开关(420)，所述切换控制电路(413)配置用于根据脉宽调制方案操作调制开关(420)，以控制通过每个相应电负载的电流。

12.如权利要求11所述的电路(400)，其中所述切换控制电路(413)配置用于只有当相应的调制开关(420)接通时才感测通过每个电负载的电流。

13.如权利要求11所述的电路(400)，其中每个输出电路包括与电负载(504)相连的电流镜(502)和参考电流源(503)，所述调制开关(501)连接用于激活电流镜(502)以控制通过电负载(504)的电流。

14.一种用于驱动多个电负载(108a-c)的方法，所述方法包括：

提供开关模式转换器(101)，所述开关模式转换器(101)包括具有初级绕组和次级绕组的变压器(102)，所述初级绕组(103)经由一个或多个输入控制开关(105a，105b)与电压源(104)相连；

提供多个输出电路(106a-c)，每个输出电路包括开关(107a-c)，所述开关(107a-c)将所述多个电负载(108a-c)之一与次级绕组(110)的输出(109a-c)相连，每个电负载(108a-c)与相应的开关(107a-c)串联连接并且与电容器(112a-c)并联连接；以及

提供切换控制电路(113)，所述切换控制电路(113)连接用于控制每个输出电路开关(107a-c)并且用于感测通过每个电负载(108a-c)的电流，

其中切换控制电路(113)：

操作所述输出电路开关(107a-c)以保持设定电流通过每个电负载(108a-c)；以及

在开关模式转换器(101)的连续输出周期中，按照依赖于每个电负载(108a-c)的正向电压的顺序，操作每个相应的输出电路开关(107a-c),

所述切换控制电路(313)控制所述第二多个输出电路开关(307’)中的每个输出电路开关，并且用于感测通过所述另外的电负载中的每个电负载的电流，并且操作所述第二多个输出电路开关(307’)以保持设定电流通过所述另外的电负载中的每个电负载，所述切换控制电路(313)在所述开关模式转换器(301)的连续输出周期中，按照依赖于每个所述另外的电负载的正向电压的顺序，来操作所述第二多个输出电路开关(307’)中的每个输出电路开关。