CN102638437A

CN102638437A - 一种基于选择载波调制的多载波传输的方法及装置

Info

Publication number: CN102638437A
Application number: CN2012101441676A
Authority: CN
Inventors: 赵慧; 赵龙; 郑侃; 王文博
Original assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Current assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Priority date: 2012-05-10
Filing date: 2012-05-10
Publication date: 2012-08-15
Anticipated expiration: 2032-05-10
Also published as: CN102638437B

Abstract

一种基于选择载波调制的多载波传输的方法及装置，包括：发送端对OFDM***中子载波分组，将待发送比特数据也相应分组，分组后每组数据中一部分比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上，将空载波与承载数据的载波形成OFDM符号后发送；接收端对均衡后接收频域符号进行和发送端相同分组，在每组符号内行空载波位置识别，将空载波位置映射为比特得到第一部分数据，在每组内将空载波位置符号去掉，将剩余k个符号进行解调得到第二部分数据。本发明解决了传统OFDM***在带宽与噪声功率一定情况下，为了获取更多信息导致***能耗高的问题。

Description

一种基于选择载波调制的多载波传输的方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别涉及一种基于选择载波调制的多载波传输的方法及装置。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)是一种子载波在频域互相重叠但保持正交性的多载波传输方式。其优点在于：（1）由于相邻子载波间有1/2的重叠，因此当子载波个数足够大时，频谱利用率非常高；（2）OFDM把高速数据流经过串并转换后，每个子载波上的数据符号长度变为原来的N倍，故对时延扩展而导致的码间干扰有抑制作用；（3）通常在OFDM符号前加入保护间隔，只要保护间隔大于信道时延扩展就可以完全抵消多径干扰。

OFDM***中白色功率谱密度的高斯加性（AWGN）信道，信道带宽为W，噪声方差为σ²，发送功率为P时，则其信道容量为：

C=Wlog₂(1+P/σ²) (1)

根据香农公式（1），可以看出在信道带宽一定，***处于一定环境（噪声方差变化不大）下：***的容量和发送功率P成对数关系，一定的信息速率对应一定的发送功率P，没有功率就没有信息，信息与能量是不可分离的，因而在带宽与噪声功率一定情况下，为了获取更多的信息，就必须提高***发射功率。

进一步地，在OFDM***中，假设有N个子带，根据上面的解释可知，环境稳定的条件下，第k个子频带的容量也是由其发送功率决定的，即：

C_{i} = W_{sub} \log_{2} (1 + P_{i} / σ_{i}^{2}) - - - (2)

而***总容量为各个子频带的容量之和，即：

C = Σ_{i = 1}^{N} C_{i} = W_{sub} Σ_{i = 1}^{N} \log_{2} (1 + P_{i} / σ_{i}^{2}) - - - (3)

当各个子带等功率分配时，其所需总功率为：

P = Σ_{i = 1}^{N} P_{i} = N P_{i} - - - (4)

可见，OFDM技术的***容量也与每个子信道上的功率直接对应，功率总和与信道个数成正比，在带宽与噪声功率一定情况下，为了获取更多的信息，就必须大幅提高***的发射功率，但当前对OFDM***的要求是：希望降低功率放大器的输入功率，提高功率放大器的效率，从而降低***能耗，在保证不降低OFDM的频谱效率下，达到节能减排，绿色通信。

因此，当前需要一种基于选择载波调制的高能效多载波传输的控制技术方案来解决上述问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种基于选择载波调制的多载波传输的方法及装置，以解决传统的OFDM***在带宽与噪声功率一定情况下，为了获取更多的信息，就必须大幅提高***的发射功率，导致***能耗较高的问题。

为了解决上述问题，本发明提供了一种基于选择载波调制的多载波传输的方法，包括：

发送端将正交频分复用OFDM***中的子载波进行逻辑分组，每组由相邻的n个子载波组成，将待发送的比特数据也进行相应分组，分组后的每组数据分成两部分，其中一部分比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波不承载数据，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上，将空载波与承载数据的载波经过反傅里叶变换IFFT操作后形成OFDM符号进行发送；

接收端接收到数据后，对均衡后的接收频域符号进行和发送端同样的逻辑分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将空载波位置映射为比特，得到第一部分发送的比特数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，将剩余k个符号进行解调得到第二部分发送的比特数据，完成基于选择载波调制的多载波传输。

进一步地，上述方法还可包括：所述发送端将OFDM***中的子载波分组的步骤，包括：

所述发送端将OFDM***中的子载波逻辑划分为N_g＝N/n组，每组由相邻的n个子载波组成，其中，

OFDM***包含N个子载波，OFDM的符号长度为T_s，子载波带宽为Δf=1/T_s，f₀是OFDM***的发送基频，N_g为循环前缀的符号点数，其调制方式是MPSK或MQAM，每个调制符号包含m=log₂M比特；

分组参数中N≥n≥M,且保证N_g为正整数，每组非空载波的个数最优值为

不同的k值频谱效率和能效不同。

进一步地，上述方法还可包括：所述发送端将待发送的数据比特分组的步骤，包括：

所述发送端根据子载波分组相应的对用户数据进行分组，将待发送的

比特数据划分为N_g组，D=[D₁,D₂,…,DN_g]，其中每组由相邻的

比特组成。

进一步地，上述方法还可包括：所述发送端将分组后的每组数据分成两部分，其中一部分长度为c的比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上进行传输，将完成基于选择载波调制的发送端数据发送的步骤，包括：

第i组数据D_i分成两部分，分别记为A_i数据和B_i数据，其中A_i数据包含c比特，B_i数据包含km比特；

D_i=[A_i|B_i]=[a_i，1，a_i，2，…,a_i，c|b_i，1,b_i，2，…,b_i,km]；

第一部分数据比特A_i中c比特经过MAP模块从比特数据映射为n-k个n进制数，标志第i组载波中空载波的序号，记为E_i=[e_i，1，…,e_i，n-k]，而其余载波序号记为，F_i=[f_i，1，…,f_i,k]，标志承载调制符号载波的序号；

第二部分数据比特B_i包含km比特经过调制模块转化成为k个调制符号，组成第i组调制符号，即，

S_i＝[S_i，1，S_i，2，...，S_i，k]；

经调制中输出N_g组调制符号经串并转换操作后得到并行输出的符号向量大小为N_gk，而从MAP模块中输出N_gk个承载调制符号载波位置值，经串并转换操作后组成承载调制符号载波并行指示向量为

F_{c} = {[F_{1}, F_{2}, \cdot \cdot \cdot, F_{N_{g}}]}^{T};

将输出频域符号向量S_c中的第i组k个符号向量

通过承载调制符号指示集合F_c中的第i个向量值F_i，分别选择映射到F_i指示的承载调制符号的k个子载波上，而E_i集合中指示的载波功率为0，完成选择载波调制过程；

映射后的并行调制符号经过IFFT操作后，输出时域并行符号向量x_c＝[x₁，x₂，...，x_N]^T，其中x_l表达式如下，

x_{l} = Σ_{i = 1}^{N_{g}} Σ_{p = 1}^{k} X_{i, p} \exp {j 2 π [f_{0} + ((i - 1) n + e_{i, p}) Δf] l}

输出时域列向量x_c经过串并转换操作和加循环前缀CP操作后得到时域待发送信号

x = [x_{N - N_{CP} + 1}, x_{N - N_{CP}}, \cdot \cdot \cdot x_{N}, x_{1}, x_{2}, \cdot \cdot \cdot x_{N}] .

进一步地，上述方法还可包括：所述接收端接收数据，对均衡后的接收符号进行和发送端同样的分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将接收的空载波位置数据映射为比特，得到c比特的第一部分数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到km比特发送的第二部分数据，完成选择载波调制的多载波传输接收端的步骤，包括：

所述接收端将得到的时域符号经过去CP操作、串并转换操作、傅里叶变换FFT操作、并串转换操作、信道估计操作和均衡操作后得到频域符号S＝[S₁，S₂，...，S_N]；

对得到的频域符号进行分组操作，其中，

根据发送端的对载波的分组方法将得到的频域数据S分为N_g＝N/n组，S_i＝[S_i，1，S_i，2，...，S_i，n]，i＝1，2，...，N_g，每组n个符号；

对每组符号模方排序后进行空载波识别，找出较小的n-k个载波的序号，得到Ei，即

E_{i} = {e_{1}, e_{2}, \cdot \cdot \cdot, e_{n - k}} = \arg {{| S_{i, e_{1}} |}^{2} < {| S_{i, e_{2}} |}^{2} < \cdot \cdot \cdot < {| S_{i, e_{n}} |}^{2}},

根据得到的E_i进行D-MAP映射，将E_i映射为比特，得到c比特的数据，对应发送数据中的A_i，其中D-MAP是MAP的逆操作模块；

将该组频域数据S_i中序号属于E_i中的数据删除后进行解调，得到km比特输出，对应发送数据中的B_i；

最后将得到的数据A_i和B_i合并得到第i组发送数据D_i＝[A_i|B_i]，共c+km比特，再将每组数据合并得到发送的数据

共(c+mk)N_g比特，完成选择载波调制的多载波传输。

本发明还提供了一种基于选择载波调制的多载波传输的装置，包括：

发送端，用于将正交频分复用OFDM的子载波分组，每组由相邻的n个子载波组成，将待发送的数据进行同样分组，每组数据为c+km比特，将分组后的每组数据分成两部分，其中一部分c比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上进行传输，将完成空载波选择和调制后的数据发送到接收端；及

接收端，用于接收和恢复发送端发送的数据，对均衡后的接收频域符号进行和发送端同样的分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将识别到的n-k个空载波位置数据映射为比特，得到c比特的第一部分发送数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到km比特的第二部分发送数据。

进一步地，上述装置还可包括：所述发送端将OFDM的子载波分组，是指：

所述发送端将OFDM的子载波划分为N_g＝N/n组，每组由相邻的n个子载波组成，其中，

OFDM***包含N个子载波，OFDM的符号长度为T_s，子载波带宽为Δf＝1/T_s，f₀是OFDM***的发送基频，N_g为循环前缀的符号点数，其调制方式是MPSK或MQAM，每个调制符号包含m＝log₂M比特；

分组参数中N≥n≥M，且保证N_g为正整数，每组非空载波的个数最优值为

不同的k值频谱效率和能效不同。

进一步地，上述装置还可包括：所述发送端将待发送的数据分组，是指：

所述发送端根据子载波分组相应对用户数据进行分组，将

比特传输数据划分为N_g组，

其中每组由相邻的

比特组成。

进一步地，上述装置还可包括：所述发送端将分组后的每组数据分成两部分，其中一部分c比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上进行传输，将完成空载波选择和调制后的数据发送，是指：

所述发送端将待发送的数据经过分组后，每组分别进行空载波选择和调制，其中，

D_i＝[A_i|B_i]＝[a_i，1，a_i，2，...，a_i，c|b_i，1，b_i，2，...，b_i，km]；

第一部分数据比特A_i中c比特经过MAP模块从比特数据映射为n-k个n进制数，标志第i组载波中空载波的序号，记为E_i＝[e_i，1，...，e_i，n-k]，而其余载波序号记为，F_i＝[f_i，1，...，f_i．k]，标志承载调制符号载波的序号；

S_i＝[S_i，1，S_i，2，...，S_i，k]；

经调制中输出N_g组调制符号经串并转换操作后得到并行输出的符号向量大小为N_gk，而从M_gP模块中输出N_gk个承载调制符号载波位置值，经串并转换操作后组成承载调制符号载波并行指示向量为

F_{c} = {[F_{1}, F_{2}, \cdot \cdot \cdot, F_{N_{g}}]}^{T};

将输出频域符号向量S_c中的第i组k个符号向量

通过承载调制符号指示集合F_c中的第i个向量值F_i，分别选择映射到Fi指示的承载调制符号的k个子载波上，而E_i集合中指示的载波功率为0，完成选择载波调制过程；

映射后的并行调制符号经过反傅里叶变换IFFT操作后，输出时域并行符号向量x_c＝[x₁，x₂，...，x_N]^T，其中x_l表达式如下，

x_{l} = Σ_{i = 1}^{N_{g}} Σ_{p = 1}^{k} X_{i, p} \exp {j 2 π [f_{0} + ((i - 1) n + e_{i, p}) Δf] l}

x = [x_{N - N_{CP} + 1}, x_{N - N_{CP}}, \cdot \cdot \cdot x_{N}, x_{1}, x_{2}, \cdot \cdot \cdot x_{N}] .

进一步地，上述装置还可包括：所述接收端接收数据，对均衡后的接收符号进行和发送端同样的分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将接收的空载波位置数据映射为比特，得到c比特的第一部分发送数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到km比特的第二部分发送数据，是指：

对得到的频域符号进行分组，其中，

对每组符号模方排序后进行空载波识别，找出较小的n-k个载波的序号，得到E_i，即

E_{i} = {e_{1}, e_{2}, \cdot \cdot \cdot, e_{n - k}} = \arg {{| S_{i, e_{1}} |}^{2} < {| S_{i, e_{2}} |}^{2} < \cdot \cdot \cdot < {| S_{i, e_{n}} |}^{2}},

根据得到的E_i进行D-MAP映射，将E_i映射为比特数据，得到c比特数据，对应发送数据中的A_i，其中D-MAP是MAP的逆操作模块；

共(c+mk)N_g比特，完成选择载波调制的多载波传输。

与现有技术相比，应用本发明，发送端通过比特数据来选择空载波，接收端检测空载波在承载数据载波中的位置来恢复发送端的比特数据。方案一方面可以提高***的频谱效率，另一方面由于空载波不需要功率，可以降低功率放大器的输入功率，同时由于OFDM的传输数据子载波数目减少，降低了OFDM的峰均比，一定程度提高了功率放大器效率，进一步降低了基站功率放大器的输入功率，从而降低***能耗。

附图说明

图1是本发明的发送机模型的结构示意图；

图2是本发明的发送机中MAP的映射器的示意图；

图3是本发明的接收机模型的结构示意图；

图4是本发明的基于选择载波调制的高能效多载波传输的方法的流程图；

图5是本发明的不同调制方式下基于选择载波调制的谱效率与传统OFDM谱效率比的示意图；

图6是本发明的不同调制方式下基于选择载波调制的能耗与传统OFDM能耗比的示意图；

图7是本发明的不同调制方式下基于选择载波调制的能效与传统OFDM能效比的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

本发明的主要构思是：基于选择载波调制的高能效多载波传输的控制方法，待传输的比特数据被分为两部分：一部分比特数据用来选择OFDM中的一些子载波作为空载波，这些子载波本身不被使用，不传递任何数据信息，也就不需要发射功率；另外的比特数据调制到剩下的子载波上传递，这些载波需要发射功率。接收端根据空载波在非空载波中的排列位置来恢复第一部分比特数据，而剩余载波上的符号进行解调得到发送端传递的第二部分比特数据，进而得到发送端的所有比特数据。本发明在保证相同频带情况下：一方面可以提高***的频谱利用率；另一方面由于空载波不需要消耗功率，因此可以减少功放的输入，并且由于使用的子载波数量减少，***的峰均比也会降低，从而提高功率放大器的效率，从而减少功率放大器的输入功率。总体上不仅可以提高***的频谱利用率，而且降低了***的能耗。

其中，本方法在发送端：首先将OFDM的子载波分组，每组由相邻的n个子载波组成；其次将要发送的比特数据也相应进行分组；再次每组比特数据分成两部分，一部分比特数据用来在每组n个载波中选择n-k个作为空载波，不通过其来传递调制符号，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上进行传输。

在接收端：首先对均衡后的接收频域符号进行和发送端同样的分组；在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将空载波位置数据映射为比特，即可得到第一部分发送比特数据；在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到第二部分发送比特数据。一方面由于选择信息的存在可以提高***的频谱利用率；另一方面由于空载波没有被使用，故不需要分配功率，减少了功率放大器的输入功率；而由于载波数量变少，OFDM的峰均比也会降低，会提高功率放大器的效率，进一步减少功率放大器的输入功率。

下面给出基于选择载波调制的高能效多载波传输技术的具体发送端和接收端的处理流程。

假设OFDM***包含N个子载波，OFDM的符号长度为T_s，子载波带宽为Δf＝1/T_s，f₀是OFDM***的发送基频，N_g为循环前缀的符号点数，其调制方式是MPSK或MQAM，每个调制符号包含m＝log₂M比特。

不同的k值频谱效率和能效不同。

1、基于选择载波调制的高能效多载波传输技术的发送机模型

基于选择载波调制的高能效OFDM技术发送机模型如图1所示，对比传统的OFDM技术其发送信号形成的主要步骤如下：

1)OFDM的子载波分组

将OFDM的N个子载波逻辑划分为N_g＝N/n组，每组由相邻的n个子载波组成；

2)比特数据分组

发送端根据子载波分组对用户数据进行相应分组，将

传输数据划分为N_g＝N/n组，

D = [\begin{matrix} D_{1} & D_{2} & \cdot \cdot \cdot & D_{N_{g}} \end{matrix}],

其中每组D_i由相邻的

组成；

3)每组比特数据转化为空载序号和调制符号

首先，第i组数据D_i分成两部分，分别记为A_i数据和B_i数据，其中A_i数据包含cbit，B_i数据包含km bit；

D_i＝[A_i B_i]＝[a_i，1 a_i，2...a_i，c]b_i，1 b_i，2...b_i，km] (5)

其次，A_i数据中cbit经过“MAP”模块从比特数据映射为n-k个n进制数，标志第i组载波中空载波的序号，记为E_i＝[e_i，1，...，e_i，n-k]，而其余载波序号记为，F_i＝[f_i，1，...，f_i，k]，标志承载数据载波的序号。其中MAP模块是将A_i中c比特映射到空载波位置，将k个载波位置从低到高视为2进制的比特位，空载波系数视为1，非空载波系数视为0，则可以得到整数

取前面较小的

个数对应A_i中c比特所对应的十进制数

即可得到MAP操作模块。

如图2所示，此时，n＝4和k＝2时，则

以4个载波为一组，其中有2个空载波的情况有6种，根据公式可以得到对应的十进制值为3，5，6，9，10，12，而2比特所组成的十进制数为0，1，2，3，用0，1，2，3对应较小的3，5，6，9，余下的10和12舍弃，即(0，0)映射到3标志的载波承载图样，(1，0)映射到5标志的载波承载图样，(0，1)映射到6标志的载波图样，(1，1)映射到9所标志的载波图样。

再次，B_i数据包含km bit经过“调制”模块转化成为k个调制符号，组成第i组调制符号，即，

S_i＝[S_i，1,S_i，2，...，S_i，k] (6)

最后，经调制中输出N_g组调制符号组成输出符号向量

大小为N_gk而从“MAP”中输出N_gk个承载调制符号载波位置值，组成承载调制符号载波指示向量为

4)调制符号到子载波的选择映射过程

首先，串行频域符号向量S_r通过“串并转换”后，得到并行的输出频域符号向量

同时承载调制符号的载波指示集合F也经过串并转换后，得到并行的指示集合F_c＝F^T；

其次，将输出频域符号向量S_c中的第i组k个符号向量通过承载调制符号指示集合F_c中的第i个向量值F_i，分别映射到F_i指示的承载调制符号的k个载波上，而E_i集合中指示的载波功率为0，完成选择载波调制过程；

5)频域到时域转换得到发送时域信号

首先，映射后的并行调制符号经过“IFFT” (即反傅里叶变换)后，输出时域并行符号向量x_c＝[x₁，x₂，...，x_N]^T，其中x_l表达式如下，

x_{l} = Σ_{i = 1}^{N_{g}} Σ_{p = 1}^{k} X_{i, p} \exp {j 2 π [f_{0} + ((i - 1) n + e_{i, p}) Δf] l} - - - (7)

其次，输出时域列向量x_c经过“串并转换”和加“循环前缀”后得到待发送的时域向量x，表达式为

x = [x_{N - N_{CP} + 1}, x_{N - N_{CP}}, \cdot \cdot \cdot x_{N}, x_{1}, x_{2}, \cdot \cdot \cdot x_{N}];

从上面的发送端原理步骤可以知道，选择载波调制OFDM技术的频谱效率等于平均每个载波上能携带的比特数，也就是，

η_{SSCM - OFDM} = (\log_{2} C_{n}^{k} + km) / n - - - (8)

而传统OFDM技术的频谱效率η_OFDM为，

η_OFDM＝log₂M＝m (9)

当n≥M，取

时，η_SSCM-OFDM≥η_OFDM，因此提出的选择载波调制OFDM技术可以获得比传统OFDM更高的频谱效率。

从上面的数据处理流程可以看出，由于空载波的存在并没有使得频谱效率降低，原因是每组内空载波的排列位置传递了一定的信息量，也就是发送数据中的矩阵A_i，这部分信息不需要功率，不仅可以节省功率，而且可以降低OFDM的峰均比，提高功率放大器的效率，进一步节省能耗。

2、基于选择载波调制的高能效多载波传输技术的接收机模型

根据发送端的数据处理流程，基于选择载波调制的高能效OFDM技术设计了接收原理步骤，其框图如图3所示。下面给出接收机接收数据处理的详细步骤：

1)接收信号到频域符号的转换

首先，接收到的时域信号经过去“循环前缀”和“串并转换”后得到时域并行符号向量y_c＝[y₁，y₂，...，y_N]^T

其次，对得到的并行时域数据y_c进行“FFT”(即傅里叶变换)和“并串转换”得到串行频域数据Y_r＝[Y₁，Y₂，...，Y_N]；

再次，进行“信道估计”并对得到的频域行向量数据Y_r进行“均衡”得到均衡的频域数据S＝[S₁，S₂，...，S_N]；

2)频域符号分组

根据发送端的分组方法将N个频域数据S分为N_g组，N_g＝N/n，其中每组由相邻的n个符号组成；

S_i＝[S_i，1，S_i，2，...S_i，n]，i＝1，2，...，N_g (10)

3)空载波检测得到选择比特数据

首先对每组频域符号分别进行“模方排序”，找出每组中模方较小的n-k个载波的序号，得到E_i，即

E_{i} = {e_{1}, e_{2}, \cdot \cdot \cdot, e_{n - k}} = \arg {{| S_{i, e_{1}} |}^{2} < {| S_{i, e_{2}} |}^{2} < \cdot \cdot \cdot < {| S_{i, e_{n}} |}^{2}} - - - (11)

再次根据得到的E_i进行“D-MAP”映射，将E_i映射为比特数据，得到c bit数据，对应发送数据中的A_i，其中“D-MAP”是“MAP”的逆操作模块；

4)解调非空载波比特数据

首先，将第i组频域符号S_i中序号属于空载波序号E_i中的频域符号“删除”得到非空载波上的频域符号

其次，对得到的非空载波上的频域符号进行“解调”，得到kmk bit输出，对应发送数据中的B_i；

5)合并发送数据

最后将得到的数据A_i和B_i合并得到第i组发送比特数据D_i＝[A_i|B_i]，共c+km bit，再将每组比特数据D_i合并得到发送的数据

共(c+mk)N_g bit，完成选择载波调制的多载波传输接收端过程。

值得注意的是：本申请中出现的n、k、N、M、m和i均为正整数，在此说明。

如图4所示，本发明的一种基于选择载波调制的多载波传输的方法，包括以下步骤：

步骤410、发送端将OFDM的子载波进行逻辑分组，每组由相邻的n个子载波组成，将待发送的数据同样进行分组，每组数据为

比特，将分组后的每组比特数据分成两部分，其中一部分

比特的数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分比特数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上，最后通过IFFT（反傅里叶变换）等操作得到待发送的时域信号；

步骤420、接收端接收数据，接收到的信号经过FFT（傅里叶变换）得到频域符号，对频域符号均衡后进行和发送端同样的分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将接收的n进制空载波位置数据映射为比特，得到c比特的第一部分发送数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到km比特的第二部分发送数据，完成多载波传输的控制。

下面结合具体实例对本发明作进一步说明。

根据上面给出的基于选择载波调制的高能效多载波传输技术的方案，当n＝M，k＝M-1时，通过公式得到本技术与传统的OFDM技术中功率放大器所需输入功率的比值如表1所示。

首先根据功率放大器的知识和有关的文献，可以通过公式计算出本专利由于使OFDM峰均比降低而带来的***功率放大器所需输入功率的减少量的dB值Δ_γ。其次可以计算由于基于选择载波调制的高能效多载波传输技术中空载波的存在给***功率放大器输入节约的功率dB值

最后可以得到***功率放大器输入总共节省的功率dB值而η是Δ_η的线性值，也即基于选择载波调制的高能效多载波传输技术相对于传统OFDM技术在功率放大器输入端输入功率的比值。

表1：不同调制方式下选择载波调制OFDM与传统OFDM能耗比

从表1中可以看出，不同调制方式下，基于选择载波调制的高能效多载波传输技术相对于传统OFDM技术所节省的功率是不同的，随着调制阶数的增大，***节省的功率下降。在低阶调制下，基于选择载波调制的高能效多载波传输技术相对于传统OFDM技术可以大幅度降低***的功耗。基于选择载波调制的的OFDM在BPSK和QPSK下可以降低到传统OFDM***的45.97％和72.49％。

当每组子载波个数n分别为2、4、8、16、32、64、128、256、512和1024时，当

时，其选择载波调制与传统OFDM的谱效率比η_SE、、能耗比η_EC和能效率比η_EE在BPSK、QPSK、16QAM和64QAM下的值如图5、图6和图7所示。从图中可以看出，随着分组中子载波个数n的增加，不同调制方式下，***的谱效率比、能耗比和能效率比均得到不同的改善。而分组中相同子载波个数情况下，随着调制阶数的增加，谱效率比、能耗比和能效率改善程度减少。

而当分组中的每组载波个数n较大时，在时，选择载波调制的谱效率比η_SE、能耗比η_EC和能效率比η_EE达到一个稳定的极限值，具体见表2。此表中的能耗值不包括由于载波个数减少，功率放大器效率提升而减少的能耗。

调制方式

η_SE

η_EC

η_EE

BPSK	159.08%	66.67%	238.62%
				QPSK	117.72%	80.00%	147.16%
16QAM	102.61%	94.12%	109.02%
				64QAM	100.45%	98.46%	102.02%

表2不同调制方式下选择载波调制与传统OFDM的谱效、能耗、能效比

从表2中可以看出，选择载波调制不仅可以改进传统OFDM***的谱效率，而且可以降低***的能耗，总体提升***的能效。在低阶调制下，***谱效率和能效率都得到了很好的改善，高阶调制改善不大，随着调制阶数增加，选择载波调制优势逐渐减少。

本发明中，通过空载波与非空载波的组合来承载信息比特，其优点如下：

在基于选择载波调制的高能效多载波传输技术中，合适的空载波与非空载波个数组合可以提高***的频谱利用率；

在选择载波调制技术中，空载波不需要能量，从而减少功放输出功率的需求，也即减少输入功率需求；

由于空载波的存在，使得OFMD的峰均比下降，可以提高功率放大器的效率，进而进一步减少功放功率输入的需求；

与传统OFDM相比，空载波的存在不会对本OFDM符号中的其他载波产生干扰，即可以减轻OFDM的载波间干扰，接收端的可靠性会提高；

选择载波调制OFDM技术中，空载波不会对其他基站使用此载波造成同频干扰，会提高小区边缘用户性能或改进扇区间同频干扰。

总体来说，与传统OFDM技术相比，基于选择载波调制的OFDM技术中，利用空载波在非空载波中的位置来传递信息，不仅提高了***的频谱效率，而且提高了***的能效，并且降低了各方面干扰。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种基于选择载波调制的多载波传输的方法，其特征在于，包括：

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述发送端将OFDM***中的子载波分组的步骤，包括：

分组参数中N≥n≥M，且保证N_g为正整数，每组非空载波的个数最优值为不同的k值频谱效率和能效不同。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，

所述发送端将待发送的数据比特分组的步骤，包括：

比特数据划分为N_g组，其中每组由相邻的

比特组成。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，

所述发送端将分组后的每组数据分成两部分，其中一部分长度为c的比特数据在每组n个子载波中选择n-k个作为空载波，另一部分数据调制成k个符号映射到剩余k个子载波上进行传输，将完成基于选择载波调制的发送端数据发送的步骤，包括：

第一部分数据比特A_i中c比特经过MAP模块从比特数据映射为n-k个n进制数，标志第i组载波中空载波的序号，记为E_i＝[e_i，1，..，e_i，n-k]，而其余载波序号记为，F_i＝[f_i，1，...，f_i，k]，标志承载调制符号载波的序号；

S_i＝[S_i，1，S_i，2，...，S_i，k]；

经调制中输出N_g组调制符号经串并转换操作后得到并行输出的符号向量

大小为N_gk，而从MAP模块中输出N_gk个承载调制符号载波位置值，经串并转换操作后组成承载调制符号载波并行指示向量为

F_{c} = {[F_{1}, F_{2}, \cdot \cdot \cdot, F_{N_{g}}]}^{T};

将输出频域符号向量S_c中的第i组k个符号向量

x_{l} = Σ_{i = 1}^{N_{g}} Σ_{p = 1}^{k} X_{i, p} \exp {j 2 π [f_{0} + ((i - 1) n + e_{i, p}) Δf] l}

x = [x_{N - N_{CP} + 1}, x_{N - N_{CP}}, \cdot \cdot \cdot x_{N}, x_{1}, x_{2}, \cdot \cdot \cdot x_{N}] .

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述接收端接收数据，对均衡后的接收符号进行和发送端同样的分组，在每组符号内通过功率排序准则进行空载波位置识别，将接收的空载波位置数据映射为比特，得到c比特的第一部分数据，在每组内将空载波位置的符号去掉，剩余k个符号进行解调得到km比特发送的第二部分数据，完成选择载波调制的多载波传输接收端的步骤，包括：

对得到的频域符号进行分组操作，其中，