CN102638289A - 减少扩展频谱噪音 - Google Patents

Abstract

本发明的名称是“减少扩展频谱噪音”。来自一个或多个基站的同信道导频信号干扰的估计值可以在一个接收机上形成并且从接收的信号中减掉以便改进所需信号的检测。通过只选择特定的被估计的并且被处理的互相关项，可以减少导频干扰消除的复杂性。其余的项或者互相关数值可以从该计算中删去，减少计算的复杂性。另外，可以存储选择判定以便减少过分地重新评价选择判定的需要。

Description

减少扩展频谱噪音

本申请是申请日为2002年4月5日、申请号为02810118.9、发明名称为“减少扩展频谱噪音”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明通常涉及扩展频谱通信***，特别地还涉及在这种通信***的移动手机里的降低噪音装置。

背景技术

一个常规的扩展频谱信号可以被看作载有信息的窄带信号i[t]与无信息的宽带″扩展″信号p[t]混频的结果。如果B_i和B_p分别表示i[t]和p[t]的带宽，那么接收机可获得的″处理增益″是B_p/B_i。该接收机使该输入信号与p[t]的一个本地产生的变型p₀[t]同步，并且将接收信号与p₀[t]混频，因此从该信号去掉p[t]并且″压缩(collapsing)″该信号为″信息带宽″B_i。

扩展信号p[t]典型地是某类编码序列，例如伪随机码。在许多码分多路访问(CDMA)***里，码是具有良好的″类噪音″特性却非常容易建立的M序列。

例如，在用于蜂窝式通信的IS-95标准里，作为一个扩展码，前向通道(基站到移动设备(base to mobile units))采用64码片(chip)Walsh码(目的在于对于每个基站(base)分开直到64个不同用户)和周期性伪随机噪声(PN)序列(目的在于分开不同的基站)。参见TIA/EIA IS-95A″用于双工模式宽带扩展频谱蜂窝***的移动***基站兼容标准″远程通信工业协会。因此，用于每个用户的扩展信号p[t]是它的Walsh码与它的基站的PN序列的当前64码片相结合。

为了使扩展信号的本地型式(version)p₀[t]与原始型式(version)p[t]同步，该基站通过一个导频信号z[t](该导频信号z[t]只不过是当前PN序列乘以全1的Walsh码)另外传送当前PN序列。该移动装置然后将它的本地代码生成器与导频信号同步，此后，该可移装置可以使用它的Walsh码和当前PN序列解扩展接收的承载信息的信号。

Walsh码Wi，I＝1，...64，是彼此完全地正交的，因此在一个非分散的传输通道里，尽管同时并且在相同传输频率上传送，仍然会有用户之间的完全分离。

然而，实际的信道是时间分散的，这导致在接收机采集发送信号的许多回波的多径效应，其中每个回波具有不同的并且随机变化的延迟和振幅。在这种情况下，码的正交性被破坏并且用户不再是独立的。因此，当试图检测仅仅单个用户时，移动装置把全部其它信道用户(包括来自其它基站的信号)看作干扰的产生者。这造成信噪比(SNR)降低并且因此降低移动装置的接收质量。

在多径信道的情况下，该移动设备另外处理不传送信息的导频信号以便确定并且跟踪该信道的多径参数。为了这种目的，该移动设备包括检测并且跟踪每个主路径的衰减和相对延迟的信道估计器，所述衰减由信道″抽头″

表示，该相对延迟由

表示。该移动设备然后在它们的检测操作中应用该信道信息。

在导频干扰消除中，为了提高期望信号乃至许多期望信号的检测，来自一个或多个基站的同信道导频信号的干扰估计值在该接收机处形成并且从接收信号中减掉。因为每个接收机看到较少的有效干扰，其从该基站需要较少的传输功率以便获得其想要的块误码率。这种发射功率节约可能用来支持更多用户或者提供更高的数据率。干扰的总体减少还可以提供其它好处，例如增加覆盖范围。

导频信道干扰消除特别地具有吸引力的原因在于它的低实施复杂性。导频信道的信息量和结构已知是先前知道的，这使得干扰项的精确判断和产生相对容易。然而，还希望的是进一步地减少导频信道干扰消除技术的计算复杂性。

因此，存在一种用于消除导频信道干扰的更简单技术的需要。

发明内容

根据第一实施例，本发明提供了一种装置，包括：

导频信道多路访问干扰消除机构；和

选择机构，所述选择机构只选择将由消除机构计算的导频多路访问干扰项的一部分，其中所述选择机构选择加权的互相关项并拒绝其它的加权的互相关项。

根据第二实施例，本发明提供了一种方法，包括：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；

只选择所述导频多路访问干扰项的一部分；和

基于所得到的计算的复杂性水平和干扰消除的有效性来选择多路访问干扰项。

根据第三实施例，本发明提供了一种产品，包括媒介存储指令，使基于处理器的***能够：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；和

通过选择加权的互相关项并拒绝其它的加权的互相关项，只选择导频多路访问干扰项的一部分。

附图说明

图1是按照本发明一个实施例用于移动装置的数据检测器的方框图图例；

图2是用于图1的检测器的干扰处理器的方框图；

图3A是用于图1的数据解码器中的标准的先有技术瑞克接收机的方框图；

图3B是按照本发明的可选实施例构造和工作的导频干扰消除瑞克接收机的方框图；

图4是按照本发明一个实施例的用于消除多个导频信号的干扰效应的移动装置的可选数据检测器的方框图；

图5是按照本发明一个实施例的流程图；

图6是按照本发明一个实施例的流程图；以及

图7是按照一个实施例的用于软件的流程图。

具体实施方式

如图1所示，在一个实施例中，用于移动式通信装置的检测器10接收一个信号r(n)，该检测器10包括瑞克接收机12、导频处理器11以及解码器18。在一个实施例中，该导频处理器11包括同步装置13和信道估计器14。在一个实施例中，该检测器10还包括干扰处理器20，该干扰处理器20利用现有的信道估计器14和同步装置13的输出。

信号r(n)是已经滤波和向下变换为基带信号并且已经以每码片M个抽样和每码元N个码片的抽样率抽样之后的接收信号的型式(version)，其中M和N通常是整数。在IS-95CDMA标准中，每码元n有64码片并且码片速率是1.2288×10⁶码片/每秒，也就是说T_chip是大约0.8μ秒。

同步装置13使该检测器与基站的PN序列同步并且提供当前PN序列到瑞克接收机12和干扰处理器20。信道估计器14估计信道抽头h_i和与每个耙指(finger)相关的延迟τ_i。瑞克接收机12使用用户的Walsh码(事先是已知的)、当前PN序列、估计的信道抽头

和估计的耙指延迟

解扩展当前用户的用户数据信号。图3A中更详细地示出的瑞克接收机12以每个码元抽样一次的方式产生估计的用户数据信号X(n)。

接收信号r(n)包括(当前基站和其它可能的邻近基站的)所有现时用户的数据信号、至少当前基站的导频信号及由传输、接收中的不同噪声源所引起的其它干扰项等等。术语“导频信号”可以用来指当前基站的导频信号，通常该导频信号是由该移动装置收到的最强的导频信号。

干扰处理器20确定在用户数据信号X(n)上的导频信号的串扰干扰效应C(n)。因为该导频信号的功率通常明显地大于任何其它信道用户的导频信号的功率(以保证每个同步装置13可以与它同步)，(通过减法器22)消除导频信号的干扰效应C(n)应该显著地改进估计的用户数据信号X(n)。进一步，如在下文所描述的，干扰效应相对容易计算，因此干扰处理器20可以被实现在移动手机里，在该移动手机里计算负担得到有益地减少。

减法器22从瑞克接收机输出X(n)中去除干扰效应C(n)，由此产生一个数据信号的新型式X’(n)。在某些实施例中，减法器22可以用在瑞克接收机之内，例如用于每个耙指，而不是如图1中所示的从瑞克输出中减掉全部导频干扰。在一个实施例中，新的型式X’(n)可以通过已知方法由解码器18解码。

图2中所示的干扰处理器20确定由于该导频信号引起的通过瑞克接收机12的串扰，以及由此产生由该导频信号所引起的干扰效应。串扰具有i≠j的形式，其中*指示复共轭，ρ_a(k，n)是用户和第n传送码元的导频扩展码的互相关，ρ_p(k′)取决于基带滤波器抽头并且定义发送与接收整形滤波器对传输信号的影响，k是在整数码片中定义的延迟(也就是k是一个整数)并且k’是在分数码片中定义的延迟(也就是k’是一个实数)。典型地，k’是按T_chip/M单位计量的。

因为基带滤波器抽头是事先(a priori)已知的并且不会随时间变化，因此，对于k′的所有可能值，可以事先确定ρ_p(k′)并且保存在一个查找表格30中。一个已知的收发两用机整形滤波器效应发生器32按如下确定ρ_p(k′)：

${\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}\mathrm{\α}(t-k^{\′})\mathrm{\β}(-t)\mathrm{dt}$ 公式1

其中k’典型地以T_chip/M为步长根据-L^Tchip/M＜k’＜+L^Tchip/M变化，α(t)是整个发送整形滤波器的脉冲响应并且β(t)是整个接收整形滤波器的脉冲响应。因为ρ_p(k′)随着k’的增加而下降，因此选定L指示ρ_p(k′)非常小的点。换句话说，选择L，使ρ_p(L^Tchip/M)＜＜ρ_p(0)。例如按照IS-95标准定义发送滤波器脉冲响应α(t)。在IS-95中，它位于6.1.3.1.10″基带滤波″中(IS-95-A+TSB74的6-31-6-33页)。接收滤波器脉冲响应β(t)是一个设计选项，为了使期望的信号噪声比达到最大，β(t)典型地选定等于α(-t)*。因此事先已知脉冲响应α(t)和β(t)。对于每个k’值，发生器32的输出保存在查找表格30中。

因为所有的Walsh码和全部的PN序列是事先已知的(PN序列是有限长的并且周期性的)，并且因为每个码元以PN序列的N个值传送，因此，对于k和n所有的可能值，ρ_a(k，n)还可以被事先生成并且保存在查找表格34中。事先已知的扩展码互相关器36如下确定ρ_a(k，n)：：

${\mathrm{\ρ}}_a(k,n)=\frac{1}{2N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{\mathrm{pilot}}(m+k,n)q_{\mathrm{user}}{(m,n)}^{*}$ 公式2

q_x(m，n)＝x_Walsh(m)＊PN(m+nN)

x＝pilot or user

0≤m≤(L-1)per symbol n

-∞≤n≤∞

$\mathrm{PN}(m+\mathrm{nN}+\mathrm{kQ})=\mathrm{PN}(m+\mathrm{nN})\∀m,n,k$

其中，与上述公式定义的一样，导频和用户Walsh码q(m，n)是N码片序列并且PN(n)是长度为Q的伪随机数序列的周期扩展，其中对于IS-95标准，Q是2¹⁵。

干扰处理器20另外包括耙指串扰确定器38，它从信道估计器14接收估计的信道抽头

和估计的耙指延迟

并且利用它们和保存在两个查找表格30和34中的信息，以便确定对于给定信道、信道延迟和导频信号，两个耙指i，j的串扰效应。

特别地，干扰处理器20首先确定k₀’的值，其中

之后干扰处理器20启动串扰效应确定器38，按下述公式确定串扰效应a_ij(n)：

$a_{i,j}\left(n\right)=\underset{k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{*}{h}}_j{\mathrm{\ρ}}_a(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$ 公式3

其中对于由|k-int(k₀’)|＜J和|k’-k₀’|＜J分别定义的k₀’周围范围内的所有k和k’执行求和。J是设计参数并且一般地在1到10范围内。延迟差值k’和k按照一个码片的步长步进，其中所有延迟差值k’包括k₀’的分数部分。因此，例如如果k₀’是7.25码片，则k’可能具有5.25、6.25、7.25、8.25和9.25的值，而k可以具有5、6、7、8和9的值。

数量a_i，j(n)是沿着耙指i的导频信号对耙指j上的用户信号的干扰估计值。可以假定任何数量的耙指，虽然通常是三个。对于三个耙指，i和j从0到2变化。在IS-95标准中，Walsh码是完全地正交的，项a_i，j(n)同样都是零。然而，对于非正交的码，这种项通常是非零的。

为了计算a_i，j(n)，干扰处理器20从查找表格34对于每个k值和第n码元检索ρ_p(k，n)值，并且从查找表格30对于每个k’值检索τ_p(k′)值。干扰处理器20对于每组(i，j)耙指启动串扰效应确定器38，其中对于每组，k_o’值首先确定，k和k’的范围也一样。

在一个实施例中，干扰处理器20另外包括耙指干扰效应确定器40和总的干扰效应确定器42。耙指干扰效应确定器40确定每个耙指的干扰效应B_j(n)如下：

$B_j\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{a}_{i,j}\left(n\right)$ 公式4

其中基于信道中的耙指数目而进行求和。

总的干扰效应确定器42确定总的干扰效应C(n)作为B_j(n)的总和。总的干扰效应C(n)是干扰处理器20的输出。如图3B中所示，瑞克接收机12可以从各个耙指贡献中减掉各个耙指干扰B_j(n)，由此直接产生校正的、估计的用户数据信号X’(n)。

通过消除导频信号的干扰效应，尽管不是消除影响用户信号X(n)的全部噪音，但是消除了影响用户信号X(n)的噪音的相当大部分，因此增加了解码器18的工作质量。进一步，干扰处理器20的计算负担相对较小，特别地因为在某些实施例中，两个互相关ρ_a(k，n)和ρ_p(k′)可以事先确定并且保存在查找表30和34中。另外地，根据公式2，可以在″运行时″确定ρ_a(k，n)，因为它的计算仅仅包括PN″码片″上的求和，在IS-95标准中，所述“PN”码片仅仅接受±1±j的值。

在一个范例里，图3A中所示的瑞克接收机12具有三个耙指，每个对它相关的耙指执行大约相同的操作。在一个实施例里，每个耙指包括解扩展器50，窗口加法器52，采样器54，耙指增益乘法器56和复数到实数转换器58。另外，第二和第三耙指包括延迟60。在3G实施例里，转换器58可以被省略。

已知为第0(0^th)耙指的第一耙指用作参照耙指。第二和第三耙指(称作1^st和2^nd耙指)相对于0^th耙指分别具有由

和

定义的延迟。延迟60将接收的信号r(n)延迟它们的相对于0^th耙指的延迟。为了完成，

设置为零。

解扩展器50通过扩展信号q_user解扩展接收信号r(n)(0^th耙指)或者延迟信号(1^st和2^nd耙指)。窗口加法器52在N个抽样的窗口上对解扩展器50的输出求和并且用该结果除以N。采样器54对每个N^th数据点抽样。耙指增益乘法器56以相关信道抽头

的复共轭乘采样信号。转换器58取所得信号的实数部分。加法器62对每个耙指的输出求和并且由此产生数据信号X(n)。

图3B的瑞克接收机12’类似于图3A的瑞克接收机，(因此，类似的元件采用类似的附图标记)，其比图3A的瑞克接收机多加了三个减法器64。减法器64从有关的乘法器56的输出中减掉有关的耙指的耙指干扰效应B_i(n)。瑞克接收机12’的输出是校正数据信号X’(n)。

当移动设备在两个或更多基站之间大约等距时，图4的数据检测器10’对移动设备特别地有用。在该位置上，移动设备以近似相等的强度接收多个基站的导频信号。二个导频信号都干扰发送的数据信号。

数据检测器10’类似于图1的数据检测器10，它包括瑞克接收机12、减法器22和解码器18。数据检测器10′还包括多个NB个干扰处理器20和相关的导频处理器，对于每个正在干扰的基站使用一个干扰处理器20。在一个实施例中每个导频处理器11包括同步装置，信道估计器和延迟估计器。然而，在数据检测器10’中，每个导频处理器11同步到不同基站的导频，因此，每个干扰处理器20产生不同基站导频的干扰效应。为了产生随后由可选择的解码器18解码的校正信号X’(n)，减法器22从数据信号X(n)中去掉处理器20的多个干扰效应输出。

总之，在瑞克接收机12输出上的总的导频干扰是：

$I_{\mathrm{Total}}\left(n\right)=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}{B}_f\left(n\right)$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{f,p}\left(n\right)$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_p\underset{k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$ 公式5

$\≅\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_p\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$

$=\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$

其中：

B_f(n)是相应于耙指f的导频干扰，定义在公式4中；

a_f，p(n)是来自耙指p信道抽头的在耙指f上的导频干扰，定义在公式3中(如同以前提到的，对于f＝p，a_f，p(n)＝0，因为Walsh码是正交的，因此公式5中的对应元素不必计算.)；

ρ_a(f，p)(k，n)是指，在延迟k和对于第n(n^th)码元，在耙指f上期望的用户签名(signature)和耙指p的导频签名之间的互相关项，其定义在公式2中；

ρ_p(k′)是定义在公式1中的发送与接收滤波器之间的互相关。

是耙指f的估计的振幅/相位；

是路径p的估计的振幅/相位；

F是接收机上瑞克耙指的数目；

P是所有基站的所有路径的导频路径的总数；

k₀是

的整数部分，也就是耙指f和耙指p之间整数倍码片中的延迟；

J是设计参数，如公式3后的文本所述。

可以看出，存在许多需要计算并然后合并以产生总导频干扰的不同元素，该总导频干扰在n-th码元对应的瑞克输出上看到的是Itotal(n)。为了进一步地减少计算复杂性，这里描述几个用于不同选择机构的不同实施例。希望选择公式5中的那些对Itotal(n)贡献最大的项，因此减少与不同项的计算相关的计算复杂性并且减少与它们合并成为单一项Itotal(n)相关的计算复杂性，同时使性能损失减到最少。

虽然如上所述的导频消除机构基于互相关计算，其它导频消除机构可以基于导频信号本身的再生而不是它们在瑞克输出上的互相关效应而导出。如下所述的选择机构同样可应用于那些导频消除方法中的至少一些。

同样，当导频信道干扰消除和多用户检测接收机(本领域已知的)以及干扰消除接收机(本领域已知的)共同使用时，可以使用以下描述的相同方法。

在一个实施例中，所有项 ${\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n){\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 被计算，然后这些项依照它们的大小分类，并且最后只使用最强的S。S是用户定义的参数，它允许合并复杂性和性能的折中(that allows tradingcombining complexity)。

在另一实施例里，所有的项 ${\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n){\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 被计算，但仅仅利用那些高于一个预先定义阈值TH1的项。

上述两个实施例实际上会减少合并复杂性，只是还需要产生所有的项。避免产生所有项的执行上的进一步减少可以通过基于信道抽头估计值

和Tx&Rx滤波器之间的互相关ρ_p(k′)产生选择判定而获得。优点是信道抽头与码元率相比通常非常缓慢地变化，并且ρ_p(k′)的元素也同样非常缓慢地变化(甚至比信道抽头变化还缓慢)。因此，能够以极低速率进行选择(例如每100码元一次)；因此不必计算签名序列之间的所有互相关项并且合并它们。只是需要计算和合并与选择的元素相对应的那些项。

参考图5，滤波器抽头数据108和信道抽头数据110可以按照方框112中的指示处理。然后，为了干扰消除目的，可以由选择机构做出关于在计算导频信道干扰中使用什么串扰项的判断114。一旦已经做出该判断，可以由干扰消除机构确定导频信道干扰116，该干扰消除机构计算仅仅与选择的项相关的导频信道多路访问干扰。

在另一实施例中，首先计算不同积

然后依照它们的大小分类，最后只考虑S最大的项。因此，减少了合并复杂性，并且不必计算与没有选择的那些积

相关的所有互相关项ρ_a(f，p)(k，n)。这减少了合并复杂性和互相关复杂性。

在另一实施例里，为了无需计算所有矢量积

信道抽头

可以首先依照它们的大小分类，然后只计算S1最强抽头的矢量积，从S1最强抽头的矢量积中选择S2最大积。

在另一实施例里，除上述选择之外，可以根据p和f耙指之间的延迟，通过将该项 $\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 中J值设置为不同的值，实现额外的复杂性减小。因此，如果耙指之间的延迟接近Tc的整数倍数，则ρ_p(k′)接近在正确抽样情况采样的尼奎斯特(Nyquist)脉冲，且因此J可以选定接近零。随着分数延迟接近Tc/2，J应该增加到覆盖ρ_p(k′)的有效时间间隔。

作为另一实施例表示在图6中，对于每个与基站i的导频耙指j相关的耙指来说，干扰项的估计从使用导频耙指相关器基(base)i、导频耙指j解扩展周围基站的多个导频路径(方框68)开始，如方框70中所指示的。接下来，接收的振幅和相位可以对于每个导频路径而估计，如在方框72里所指示的。得到输出信号

对于所述耙指其包括

对于每个导频路径，如方框76中指示，可以确定与用于接收机12的每个耙指的所期望的用户码相关的子串扰项，包括基带发送和接收滤波器效应，以便计算 $C_{f,p}=\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p))$ 或者从存储器存取这些数值，如果它们已经预计算并且存储，以加速和简化随后的计算。

每一个子串扰项可以用对应的导频路径的复振幅估计值适当地加权以产生 ${\hat{h}}_p\underset{k=-J}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p)).$ 在此情况下，可以实现一个或多个下列选项。在第一选项里，可以为选择的子串扰项c_f，p计算源于导频路径p干扰的耙指干扰项。在第二选项里，可以为选择的子串扰项c_f，p计算源于导频路径p干扰的瑞克加权耙指干扰项

作为第三选项，计算各个瑞克加权子互相关项 ${{\hat{h}}^{*}}_p{\hat{h}}_f{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k_0+k,n)\·{\mathrm{\ρ}}_p(k\·M-({\widehat{\mathrm{\τ}}}_f-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_p)).$

当每个耙指的导频干扰被独立地减掉时，第一选项是期望的。当总导频干扰从瑞克接收机的输出中一次减去时，第二和第三选项是期望的。

接收机12的每个耙指然后通过累加所有与不同导频路径相关的互相关项形成导频干扰的一个估计值，如方框84中指示。接下来，来自接收机12的每个耙指的适当的导频干扰可以被减掉，如方框86中指示。

在一个实施例中，在方框86中，每个耙指的导频干扰可以独立地减掉。那么对于每个耙指：

$B_f=\underset{\mathrm{to\; Selection}}{\underset{\mathrm{According}}{\underset{p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}=\underset{\mathrm{to\; Selection}}{\underset{\mathrm{According}}{\underset{p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

在另一实施例里，总导频干扰可以从一次接收的瑞克输出中减去：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{to\; Selection}}{\underset{\mathrm{According}}{\underset{f}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{B}_f=\underset{\mathrm{to\; Selection}}{\underset{\mathrm{According}}{\underset{f,p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}=\underset{\mathrm{to\; Selection}}{\underset{\mathrm{According}}{\underset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{{\hat{h}}_f^{*}\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

接收的路径/耙指振幅

和两个值的积

还可以从方框74中计算的数值获得。

从上述描述的操作中产生一定程度的复杂性，特别地对于方框76、78和84中显示的操作。举例来说，假定存在每个基站L个路径的B个基站。另外，假定考虑互相关计算中基带滤波器的影响，我们考虑合并的发射/接收基带滤波器的T个抽头。因此，方框76、78和84中包含的操作数目大约如同下述。为了确定用于互相关项的加权，需要(BL-1)LT次互相关计算，包括(BL-1)LT次乘法和(BL-1)L(T-1)次加法。对于第三代CDMA***，这些可以全部是复值的操作。加权的互相关项的判断可以包括(BL-1)L次复值的乘法并且导频干扰的估计可以包括(BL-2)L次复值的加法。

如果用户信号和导频的扩展码是周期的并且存在足够的存储器存入整个码周期的所有互相关，通过在每个码元里不重复方框76示出的计算可以减少一些复杂性。更进一步，当发生任何改变时，例如，当一个新的耙指产生或者消失时，或者当接收信号路径的相对定时显著地改变时，这些存储的互相关数值可以被简单地更新。

通过只选择最强互相关项来估计和处理，进一步减小了导频干扰计算的复杂性。按照一个实施例，这些互相关项的选择可以基于相应导频路径的复振幅估计值，如在方框74所示的。该方法实质上减少了被处理的导频路径数目。

例如，减少互相关项的选择标准可以包括仅仅采用最强的L路径，所有这些路径都是按照可提供的处理能力而选择。或者，该标准可以基于一些阈值，例如包括全部基站接收功率的一个最小化百分比的路径或者相对功率超过一定的最小值的路径。

按照一个实施例，方框74中对于选择子串扰项的方法可以基于估计的接收振幅的幅度、路径和/或耙指的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest\; fingers},\left|{\hat{h}}_f\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}=\underset{\mathrm{strongest\; paths},\left|{\hat{h}}_p\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

或者，路径和/或耙指的估计的接收振幅的积的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p}{\mathrm{\Σ}}}}{{\hat{h}}_f^{*}\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

可以用作选择标准。作为另一实施例，可以使用这些估计的等效发射/接收滤波器抽头加权 $I_{\mathrm{Total}}=\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_f^{*}\underset{p}{\mathrm{\Σ}}{\hat{h}}_p\underset{\mathrm{strongest}{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}{(k,n)\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

另一实施例可以包括使用路径和耙指的估计的接收振幅以及等效的Tx/Rx滤波器抽头加权的3路积(3-way products)的幅度：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}{(k,n)\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

但另一实施例可以使用子串扰项的幅度作为选择标准：

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n)\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}{(k,n)\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$

另一有效的选择标准是由等效的Tx/Rx滤波器抽头权重进行加权的子互相关项的幅度 $I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}{(k,n)\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right).$

此外，用等效的Tx/Rx滤波器抽头权重和相应路径和耙指的接收振幅的积来加权的子互相关项的幅度 $I_{\mathrm{Total}}=\underset{\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_f{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}(k,n){\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on\; strongest}}{\underset{f,p,k,k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{\mathrm{\ρ}}_{a(f,p)}{(k,n)\mathrm{\ρ}}_p\left(k^{\′}\right)$ 也可以按照这种方式使用。互相关项的幅度

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|C_{f,p}\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p},$

由用于每个项的相应的接收的路径幅度加权的互相关项的幅度，

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_p{C}_{f,p}\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$

和由相应路径和耙指的接收振幅的积加权的互相关项的幅度

$I_{\mathrm{Total}}=\underset{\mathrm{strongest}\left|{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}\right|}{\underset{\mathrm{Selected\; based\; on}}{\underset{f,p}{\mathrm{\Σ}}}}{\hat{h}}_f^{*}{\hat{h}}_p{C}_{f,p}$ 也可以按照这种方式使用。

在某些实施例中选择过程如下：

1.选择诸如如上所述的那些的具有最强的选择参数数值(S固定)的S项；和/或

2.选择具有高于一定的绝对阈值的选择参数的全部项；和/或

3.选择具有高于一定的相对阈值的选择标准的全部项。

使用这种方法清除P路径可以省去将出现在方框76上的PLT次复值的串扰计算。其包括PLT次复值的乘法和PL(T-1)次复值的加法，假定互相关不保存在存储器中。另外，在方框80中所指示的操作期间，可以省去PL次复值乘法，在方框84中指示的操作中可以省去PL次复值加法。

按照另一实施例，串扰项的选择可以基于串扰数值，这些串扰数值源于方框76所指示的操作中的串扰项的计算。在该情况下，一旦计算了串扰数值，就可以如方框78所指示选择这些串扰数值。

可以使用许多不同类型的选择标准从所述多个串扰数值中进行选择。例如，选择标准可以包括仅仅采用最强的S1串扰数值，S1按照可用的处理能力来选择。作为另一实施例，该标准可以基于一定的阈值，例如包括全部串扰能力的一个最小化百分比的串扰数值或者串扰相对功率在一定的最小值之上的串扰数值。

基于该标准排除对N个串扰数值的处理可以节省方框79中指示的操作中的N次复值的乘法和方框84中指示的操作中的N次复值的加法。

作为另一方法，不是仅仅将选择标准建立在串扰数值的基础上，该选择标准可以基于加权的串扰数值，如方框82中所指示的。基于该标准，排除对N个加权的串扰数值的处理，节省方框84所指示的操作中的N次复值的加法。

此外，在某些实施例中，也能够在扩展代码的整个周期期间，存储所有加权的串扰数值的选择判定。这避免了重新计算已经确定将被忽略的加权的串扰数值。如果以前忽略了的、加权的串扰数值显著地改变，那么选择判定表入口可以重新设定。

在某些实施例里，由方框74、78、79和82所表示的多种方法可以一前一后地使用、单独使用或者以任何组合的方式使用。使用方框74中指示的第一方法，排除考虑某些导频路径。使用方框78中指示的第二方法，进一步地排除对其余导频路径的一些串扰的处理。最后，使用方框82中指示的方法，进一步地减少如方框84中所指示的操作中处理的加权的互相关的数目。

在先前描述的实施例里，导频干扰消除和串扰选择应用主要地根据基于后解扩展的(post-despread)互相关的导频干扰消除来执行。一种类似方法可用于简化再扩展/解扩展导频干扰消除的实施。在这种干扰消除算法里，通过利用恰当的导频扩展码再扩展该导频数据和然后以采样率利用恰当的基带滤波器抽头滤波来再产生实际干扰信号。

通过到达用户信号路径(耙指)的导频路径有助于干扰消除，并且通过以采样率从接收信号中消除再生的扩展导频信号估计值能执行干扰消除。作为另一范例，再生的导频信号估计值可以与用户码进行相关，然后所得到的串扰可以以码元速率从解扩展接收信号消除。图6中说明的简化方法还可以用来简化再扩展/解扩展导频干扰消除算法的实施。

此处阐明的原则同样适用于包括多用户联合检测以及源于多用户信道和/或多路径的干扰消除的***。也可以具有用于检测K个用户的KL个检测支路，而不是仅仅单个数据用户的L个多路检测支路。对于每个检测支路、加权互相关项，此处阐明的原则同样适用于包括多用户联合检测以及源于多用户信道和/或多路径的干扰消除的***。可以具有用于检测K个用户的KL个检测支路，而不是仅仅单个数据用户的L个多路检测支路。对于每个检测支路，可以消除源于包括但不限于该导频信号的所有其它信号和路径的加权的互相关项。

最后，尽管本发明实施例已经在CDMA下行链路环境里进行了描述，但此处阐明的原则同样地适用于包括例如那些用于第三代CDMA***的导频信道的CDMA上行链路。

使用本发明的特定实施例，可以在无线CDMA***里实现容量(capacity)、覆盖范围和性能的提高而不需要包括基站的发射机的任何改变。另外，在某些实施例里，还可以转化容量增益(capacity gain)以支持租用(hired)的数据率服务的传送。

最后，参考图7，按照一个实施例，可以通过软件实现图6中描述的复杂性的减小。在此情况下，由方框74、78、79和82所指示的在一个实施例中也可以以硬件方式实现的每一个操作都可以在接收另一个操作的结果之后以软件方式实现。因此，在一个实施例中，互相关选择软件90可以存储在一个基于处理器的干扰处理器20里。

通常，软件90对于每个在方框72(图6)中确定的导频路径，接收接收机振幅/相位的估计值，如方框92所示，并且选择互相关项，如在方框94中所指示的。然后，软件90可以接收选择的子互相关项，如在方框96中指示的并且在方框76(图6)中确定的，并且作为响应可以如图7中方框98中所指示的以码元速率选择该数值。接下来，如图7的方框100中所指示的，可以接收在方框77(图6中)中确定的选择的互相关项。基于此信息，互相关数值或者项可以被选择，如方框102中指示的。接下来，如方框80(图6中)所示，可以确定加权选择的互相关或者选择的子互相关项并且可以如图7的方框104中所示的接收这种信息。接收的信息可能用来选择加权值，如图7的方框106所示。

虽然已经相对于有限数量的实施例描述了本发明，但本领域的技术人员可以从中理解其许多的改进和变化。覆盖所有这类改进和变化的所附权利要求落入本发明真正的精神和范围之内。

Claims (26)

1.一种装置，包括：

导频信道多路访问干扰消除机构；和

选择机构，所述选择机构只选择将由消除机构计算的导频多路访问干扰项的一部分，其中所述选择机构选择加权的互相关项并拒绝其它的加权的互相关项。

2.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除机构以计算导频信道签名和至少一个用户签名之间的互相关为基础。

3.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除机构基于在解扩展之前再生导频信号并且消除它们的影响。

4.如权利要求1的装置，其中导频信道多路访问干扰消除机构基于在解扩展之后再生导频信号并且消除它们的影响。

5.如权利要求1的装置，其中所述选择机构为导频信道多路访问干扰消除机构提供先验选择的复杂性等级，同时使干扰抵消效应达到最大。

6.如权利要求1的装置，其中所述消除机构基于滤波器抽头。

7.如权利要求1的装置，其中所述消除机构基于信道抽头估计器。

8.如权利要求1的装置，其中所述选择机构基于信道抽头估计器和滤波器抽头。

9.如权利要求1的装置，其中所述消除机构基于互相关数值。

10.如权利要求1的装置，其中所述选择机构基于信道抽头估计器、滤波器抽头和互相关数值。

11.如权利要求1的装置，其中所述选择机构选择超出阈值的串扰项。

12.如权利要求11的装置，其中所述消除机构只消除超出阈值的串扰项的影响。

13.如权利要求1的装置，其中所述选择机构基于项是否超过阈值而选择导频路径。

14.如权利要求1的装置，其中所述选择机构以码元速率选择互相关数值并且以该码元速率拒绝其它互相关数值。

15.如权利要求1的装置，其中所述消除机构计算少于所有导频多路访问干扰项以便确定要被消除的导频干扰效应。

16.一种方法，包括：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；

只选择所述导频多路访问干扰项的一部分；和

基于所得到的计算的复杂性水平和干扰消除的有效性来选择多路访问干扰项。

17.如权利要求16的方法，包括计算导频多路访问干扰的所有项并且只选择某些所述项用于导频信道干扰消除。

18.如权利要求16的方法，包括计算少于导频多路访问干扰的所有干扰项以便确定要被消除的导频多路访问干扰效应。

19.如权利要求16的方法，包括至少部分地以导频信道签名和至少一个用户签名之间的互相关为基础确定导频信道多路访问干扰。

20.如权利要求16的方法，包括至少部分地以在解扩展之前再生导频信号并且消除它们的影响为基础计算导频信道多路访问干扰消除。

21.如权利要求16的方法，包括至少部分地以在解扩展之后再生新的导频信号并且消除它们的影响为基础确定导频信道多路访问干扰计算。

22.一种产品，包括媒介存储指令，使基于处理器的***能够：

计算导频多路访问干扰项以消除导频信道干扰；和

通过选择加权的互相关项并拒绝其它的加权的互相关项，只选择导频多路访问干扰项的一部分。

23.如权利要求22的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使基于处理器的***计算导频多路访问干扰的所有项并且只选择用于导频信道干扰消除的某些所述项。

24.如权利要求22的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使基于处理器的***计算少于导频多路访问干扰的所有干扰项以便确定要被消除的导频多路访问干扰效应。

25.如权利要求22的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使基于处理器的***至少部分地基于导频信道签名和至少一个用户签名之间的互相关来确定导频信道多路访问干扰。

26.如权利要求22的产品，该产品进一步地存储指令，这些指令能使基于处理器的***至少部分地基于在解扩展之前再生导频信号和消除它们的影响来计算导频信道多路访问干扰消除。

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