CN102611398A - 具有开关式电荷泵单元的半导体集成电路及其操作方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及具有开关式电荷泵单元的半导体集成电路及其操作方法，降低了由低通滤波器的电感器的再生电流所引起的数字放大器的电源噪声。一种半导体集成电路包括：数字放大器、驱动器、以及被供应以正工作电压并产生正电源电压和负电源电压的电荷泵单元。数字放大器的输出端子耦接至包括电感器和滤波电容器的低通滤波器。电荷泵单元包括第一开关到第六开关以及第一电容器到第四电容器，全部开关和电容器均经由第一节点到第六节点来连接。通过将第六开关控制成接通状态而使在滤波电容器与正电源电压或负电源电压之间流动的再生电流被第二电容器所吸收。

Description

具有开关式电荷泵单元的半导体集成电路及其操作方法

对相关申请的交叉引用

在2011年1月24日提交的日本专利申请No.2011-11716的包括说明书、附图和摘要在内的全部公开内容通过引用，包含于此。

技术领域

本发明涉及具有能够实现高功率效率的内置式数字放大器的半导体集成电路及其操作方法，尤其是涉及在降低由低通滤波器的电感器的再生电流所引起的数字放大器的电源噪声方面有效的技术。

背景技术

近年来，尤其是在用于以电池来工作的便携式应用的音频设备的领域内，非常需要低功耗的工作。作为在此类设备中用于驱动耳机的音频放大器，D类放大器(数字放大器)因为其与模拟放大器相比的高功率效率已经引起了关注。

下面引用的非专利文献1解释了A类、B类、AB类和D类放大器。

在A类放大器中，输出器件在整个周期内连续导通(conduct)，并且在输出器件中总有偏置电流流动。此类放大器具有低失真和高线性度，但同时功率效率低至大约20％。A类放大器的设计通常并没有与高侧输出器件和低侧输出器件互补。

B类放大器以与A类放大器相反的方式来工作。输出器件仅在半个正弦周期内导通(一个在正区内导通，以及一个在负区内导通)。如果没有输入信号供给，则在输出器件内没有电流流动。B类放大器显然比A类放大器更有效率，为大约50％，但是由于关断一个器件以及接通另一个器件所需的时间而在交叉点处具有一些有关线性度的问题。

AB类放大器是A类放大器和B类放大器的组合，并且是当前现有的最常见的功率放大器类型之一。两个器件被允许同时导通，但是在交叉点附近仅具有少量电流。由于每个器件都在多于半个周期但小于整个周期的时间内导通，因而B类放大器固有的非线性的问题得以克服，并没有A类放大器的低效率。

D类放大器在原理上是开关放大器或PWM放大器。在此，PWM代表脉宽调制。在这种类型的放大器中，开关要么全部接通要么全部关断，显著地降低了输出器件中的功率损耗。因此，90-95％的效率是可能的。音频输入信号被用来调制用于驱动输出器件的PWM载波信号，以及末级是低通滤波器以去除高频的PWM载波频率。

下面引用的非专利文献1的图1描述了半桥式D类放大器，该半桥式D类放大器被配置为具有误差放大器、三角波发生器、比较器、死区时间栅极驱动器(dead time gate driver)、电平移位电路、两个N沟道MOS晶体管、反馈电路和低通滤波器。音频输入信号被供应给误差放大器的反相输入端子，以及地电位GND被供应给正相输入端子。误差放大器的输出信号被供应给比较器的一个输入端子。由三角波发生器产生的三角波信号被供应给比较器的另一个输入端子。比较器的输出信号被供应给死区时间栅极驱动器的输入端子。死区时间栅极驱动器的一个输出信号经由电平移位电路供应给作为高侧输出器件的N沟道MOS晶体管的栅极端子。死区时间栅极驱动器的另一个输出信号被供应给作为低侧输出器件的N沟道MOS晶体管的栅极端子。正电源电压被供应给作为高侧输出器件的N沟道MOS晶体管的源极端子，而负电源电压被供应给作为低侧输出器件的N沟道MOS晶体管的源极端子。两个晶体管的漏极端子共同耦接至低通滤波器的电感器的一端。该电感器的另一端耦接至低通滤波器的滤波电容器的一端，以及扬声器负载的一端。低通滤波器的电容器的另一端和扬声器负载的另一端与地电位GND耦接。低通滤波器的电感器的一端经由反馈电路耦接至误差放大器的反相输入端子。例如，响应于音频输入信号的信号电平的增加，比较器的输出信号的脉冲的高电平时段(高电平脉冲宽度)增加。响应于比较器的输出信号的脉冲信号，死区时间栅极驱动器产生高侧输出器件的驱动信号和低侧输出器件的驱动信号，这两种驱动信号具有彼此相反的相位。由于反相的高侧输出器件的驱动信号和低侧输出器件的驱动信号在以低电平经过死区时间之后同时改变了电平，因而防止了高侧输出器件和低侧输出器件同时接通，避免大的电流流过两个器件。

下面所引用的非专利文献1中所描述的D类放大器也称为数字放大器或一位放大器(one-bit amplifier)。作为D类放大器，使用代替脉宽调制(PWM)的脉冲密度调制(PDM)的放大器同样是已知的。

另一方面，尽管下面引用的非专利文献1没有描述，但是C类放大器同样是已知的。C类放大器执行与以下切换操作类似的操作，在该切换操作中，比截止阈值深的偏压被供应给放大器件，以及输出信号仅在具有大振幅的输入信号被供应时才被获得。尽管许多谐波分量被包含于输出信号内，但是C类放大器通过将滤波器电路耦接至输出而去除了谐波分量，并且被用作电功率大且高效率的窄带高频放大器。

为了解决在PWM信号输入到其的反馈数字放大器中数字处理的电子音量受到在小信号领域中的数字信号处理所特有的量化误差影响的问题，下面引用的专利文献1公开了其中电子音量器件耦接于数字信号处理单元的输出端子与反馈数字放大器的输入端子之间，具有用于响应于多位的数字控制信号而控制PWM信号波的振幅的配置的技术。由于该电子音量器件能够响应于数字控制信号而直接控制模拟的PWM信号波的信号振幅电压，因而假定与模拟处理电子音量对应的音量特性被实现。

(专利文献)

(专利文献1)日本专利特开No.2010-87939

(非专利文献)

(非专利文献1)Jun Honda和Jonathan Adams，International Rectifier Application Note AN-1071“Class D AudioAmplifier Basics”，PP.1-14，http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1071.pdf(在2010年11月18日搜索的)

本发明的发明人在本发明之前一直从事具有内置式数字放大器的音频***LSI(大规模半导体集成电路)的研发。

在该研发中，本发明的发明人发现了数字放大器(D类放大器)所固有的电源泵吸(power source pumping)的问题。据推测，电源泵吸源于流入低通滤波器的电感器内的再生电流，其中该低通滤波器被提供用于在数字放大器的末级中去除高频的PWM载波频率分量。

在低侧输出器件处于接通状态的时段内，激发电流经由低通滤波器的电感器从低通滤波器的电容器的一端以及扬声器负载的一端流向负电源电压。在低侧输出器件由接通状态变为关断状态并且高侧输出器件由关断状态变为接通状态的时段内，与以上所描述的激发电流电流值相同且方向相同的再生电流经由电感器和高侧输出器件从低通滤波器的电容器的所述一端以及扬声器负载的所述一端流向正电源电压。因此，正电源电压因再生电流流入正电源电压而改变。

在高侧输出器件处于接通状态的时段内，激发电流经由低通滤波器的电感器从正电源电压流向低通滤波器的电容器的所述一端以及扬声器负载的所述一端。在高侧输出器件由接通状态变为关断状态并且低侧输出器件由关断状态变为接通状态的时段内，与以上所描述的激发电流电流值相同且方向相同的再生电流经由低侧输出器件和电感器从负电源电压流向低通滤波器的电容器的所述一端以及扬声器负载的所述一端。因此，负电源电压因再生电流流入负电源电压而改变。

在非专利文献1的第12页同样描述了由存储于输出LPF的电感器中的能量流入电源所引起的电源泵吸的问题。在第12页中还描述了，由于电源一般不能够吸收从负载返回的能量，因而电源电压由此而升高和变动。在第12页中还描述了，通过采用全桥***而没有产生电源泵吸，这是因为由开关器件的一侧反冲回电源电压的能量由开关器件的另一侧所吸收。但是，本发明的发明人在本发明之前的研究还弄清了以下问题：全桥***需要两个数字放大器以及低通滤波器的两个电感器，并且电路规模增大。

还弄清了，内置于半导体集成电路中的数字放大器的电源泵吸不仅导致包含于同样内置于该半导体集成电路中的数字信号处理单元中的电子音量部及内部电路(例如，Δ∑调制器和PWM发生器)的故障，而且还在几十或更小Hz的低频区的音频再现中产生干扰。

在本发明之前，本发明的发明人研究了如何通过将电容器耦接于数字放大器的正电源电压与负电源电压之间来抑制电源泵吸。但是，很明显的是，为了获得对电源泵吸足够的抑制量，需要采用具有470μF的很大电容值的电容器。但是，采用具有很大电容值的电容器可能导致用于便携式应用的音频设备的布线基板的成本及安装面积增加的问题。该问题已经由本发明的发明人在本发明之前所进行的研究弄清了。

在上述研发中，本发明的发明人已经研究了由专利文献1所公开的电子音量器件。

由于由专利文献1所公开的电子音量器件耦接于数字信号处理单元的输出端子与反馈数字放大器的输入端子之间，因而在电子音量器件的前级内的数字信号处理单元的Δ∑调制器和PWM发生器内所产生的噪声能够根据电子音量器件中的衰减而得以减小。但是，本发明的发明人在本发明之前所进行的研究还弄清了，诸如在电子音量器件的后级内的反馈数字放大器中产生的电源泵吸之类的噪声无法通过电子音量器件来降低。

当为了降低在反馈数字放大器中所产生的噪声而将数字放大器增益控制电路布置到由专利文献1公开的电子音量器件时，产生了由响应于数字控制信号的变化而引起的音频信号的快速变化所引起的爆裂噪声(pop noise)(爆裂声)，这是因为PWM信号波的信号振幅响应于多位数字控制信号而被控制。本问题同样已经由本发明的发明人在本发明之前所进行的研究弄清了。

发明内容

本发明是作为本发明的发明人在本发明之前所进行的上述研究的结果而做出的。

因此，本发明是鉴于以上情况而做出的并且旨在降低由低通滤波器的电感器的再生电流引起的数字放大器的电源噪声。

本发明还旨在降低数字放大器所提供的电子音量的爆裂噪声。

以上及其他目的和新特征根据关于本发明的说明书及附图的描述将变得显而易见。

下面将简要解释由本申请所公开的典型实施例。

即，本发明的一种典型实施例是一种半导体集成电路，该半导体集成电路包括包含高侧输出器件(31)、低侧输出器件(32)和驱动器(33)的数字放大器(30)；以及能够通过被供应以正工作电压(Vop)而产生供应给数字放大器的正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)的电荷泵单元(50)。

数字放大器的驱动器以正电源电压和负电源电压来工作，驱动器的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至高侧输出器件的控制输入端子和低侧输出器件的控制输入端子。高侧输出器件的输出电流通路耦接于正电源电压与数字放大器的输出端子之间，以及低侧输出器件的输出电流通路耦接于数字放大器的输出端子与负电源电压之间。

数字放大器的输出端子与包括电感器(36)和滤波电容器(37)的低通滤波器(LPF)耦接。

电荷泵单元包括第一开关(SW1)到第五开关(SW5)，以及第一电容器(C1)到第四电容器(C4)，全部这些开关和电容器都经由第一节点(191)到第六节点(196)来连接。

正工作电压(Vop)经由第一开关(SW1)供应给第一电容器(C1)的一端，地电位(GND)经由第二开关(SW2)供应给第二电容器(C2)的一端，以及第一电容器(C1)的另一端和第二电容器(C2)的另一端与第二节点(192)耦接。

第一电容器(C1)的所述一端经由第三开关(SW3)耦接至第三电容器(C3)的一端，以及第二电容器(C2)的所述一端经由第四开关(SW4)耦接至第四电容器(C4)的一端。与第三电容器(C3)的另一端和第四电容器(C4)的另一端连接的第五节点(195)与地电位(GND)耦接，以及第二节点(192)经由第五开关(SW5)耦接至第五节点(195)。

正电源电压(+Vcc)由第三电容器(C3)的所述一端产生，以及负电源电压(-Vcc)由第四电容器(C4)的所述一端产生。

电荷泵单元还包括耦接于在第四节点(194)处的第三电容器(C3)的所述一端与第二节点(192)之间的第六开关(SW6)。

再生电流经由电感器(36)以及处于接通状态的高侧输出器件或处于接通状态的低侧输出器件在低通滤波器(LPF)的滤波电容器(37)与正电源电压(+Vcc)或负电源电压(-Vcc)之间流动。通过将电荷泵单元的第六开关(SW6)控制成接通状态，该再生电流被第二电容器(C2)所吸收(参照图4)。

下面简要地解释了由将要在本申请中公开的典型发明所获得的效果。

即，根据本发明，可以降低由低通滤波器的电感器的再生电流所引起的数字放大器的电源噪声。

附图说明

图1是示出根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100的配置的图形；

图2是用于解释在包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50的输入侧上的第一电容器C1和第二电容器C2的充电周期的操作的图形；

图3是用于解释在包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50的输出侧上的第三电容器C3和第四电容器C4的充电周期的操作的图形；

图4是用于解释包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF的操作的图形；

图5是示出在数字放大器30的输出端子的PWM数字音频放大输出信号Vout的波形以及在低通滤波器LPF的输出端子的模拟音频放大输出信号Vsp的波形的图形，其中数字放大器30的输出端子300是包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的数字放大器30的高侧输出器件的31的漏极端子和低侧输出器件32的漏极端子的共同节点；

图6是示出PWM振幅控制电子音量部22对PWM数字音频信号B的模拟振幅控制的状态，以及数字放大器增益控制电路23对PWM数字音频放大信号E的振幅控制的状态的图形，其中PWM振幅控制电子音量部22和数字放大器增益控制电路23被设置于包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电子音量单元20中；

图7是示出用以通过使用图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100的电子音量单元20来降低爆裂声的方式的图形；

图8是用于解释包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF在数字放大器30的输出的占空比的低电平时段比高电平时段长的状态持续很长一段时间时的操作的图形；以及

图9是用于解释包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF在数字放大器30的输出的占空比的高电平时段比低电平时段长的状态持续很长一段时间时的操作的图形。

具体实施方式

1.实施例的概要

首先，解释在本申请中所公开的本发明的一种典型实施例的概要。在有关该典型实施例的概要解释中所涉及的在括号中的图形的数字符号仅说明附有该数字符号的组件的概念中所包含的内容。

(1)本发明的一种典型实施例是一种半导体集成电路，该半导体集成电路包括包含高侧输出器件(31)、低侧输出器件(32)和驱动器(33)的数字放大器(30)；以及能够通过被供应以正工作电压(Vop)而产生要供应给数字放大器的正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)的电荷泵单元(50)。

数字放大器的驱动器以正电源电压和负电源电压来工作，以及该驱动器的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至高侧输出器件的控制输入端子和低侧输出器件的控制输入端子。高侧输出器件的输出电流通路耦接于正电源电压与数字放大器的输出端子(300)之间，以及低侧输出器件的输出电流通路耦接于数字放大器的输出端子与负电源电压之间。

数字放大器的输出端子(300)与包括电感器(36)和滤波电容器(37)的低通滤波器(LPF)耦接。

电荷泵单元包括第一开关(SW1)到第五开关(SW5)，以及第一电容器(C1)到第四电容器(C4)，全部这些开关和电容器都经由第一节点(191)到第六节点(196)来连接。

正工作电压(Vop)经由第一开关(SW1)供应给第一电容器(C1)的一端，地电位(GND)经由第二开关(SW2)供应给第二电容器(C2)的一端，以及第一电容器(C1)的另一端和第二电容器(C2)的另一端与第二节点(192)耦接。

第一电容器(C1)的所述一端经由第三开关(SW3)耦接至第三电容器(C3)的一端，以及第二电容器(C2)的所述一端经由第四开关(SW4)耦接至第四电容器(C4)的一端。与第三电容器(C3)的另一端和第四电容器(C4)的另一端连接的第五节点(195)与地电位(GND)耦接。第二节点(192)经由第五开关(SW5)耦接至第五节点(195)。

正电源电压(+Vcc)由第三电容器(C3)的所述一端产生，以及负电源电压(-Vcc)由第四电容器(C4)的一端产生。

电荷泵单元还包括耦接于第三电容器(C3)的所述一端与第二节点(192)之间的第六开关(SW6)。

再生电流经由电感器(36)以及处于接通状态的高侧输出器件或处于接通状态的低侧输出器件，在低通滤波器(LPF)的滤波电容器(37)与正电源电压(+Vcc)或负电源电压(-Vcc)之间流动。通过将电荷泵单元的第六开关(SW6)控制成接通状态，该再生电流被第二电容器(C2)所吸收(参照图4)。

在电荷泵单元50中，电容器(C1)-(C4)和开关(SW1)-(SW6)的拓扑由多个节点(191)-(196)来限定。第一电容器(C1)连接于第一节点(191)与第二节点(192)之间。第二电容器(C2)连接于第二节点(192)与第三节点(193)之间。第三电容器(C3)连接于第四节点(194)与第五节点(195)之间。第四电容器连接于第五节点(195)与第六节点(196)之间。

第一开关(SW1)选择性地将工作电压(+Vop)连接到第一节点(191)，而第二开关(SW2)选择性地将地电位(GND)连接到第三节点(193)。第三开关(SW3)选择性地连接第一节点(191)和第四节点(194)。第四开关(SW4)选择性地连接第三节点(193)和第六节点(196)。第五开关(SW5)选择性地连接第二节点(192)和第五节点(195)。第六节点(SW6)选择性地连接第二节点(192)和第四节点(194)。

最后，正电源电压(+Vcc)连接到第四节点(194)，负电源电压(-Vcc)连接到第六节点(194)，并且第五节点(195)与地电位(GND)连接。

根据该实施例，可以降低由低通滤波器的电感器的再生电流所引起的数字放大器的电源噪声。

在一种实施例中，电荷泵单元响应于电荷泵驱动时钟信号的电平变化而重复输入侧电容器的充电周期操作以及输出侧电容器的充电周期操作。

在输入侧电容器的充电周期内，通过将第一开关(SW1)、第二开关(SW2)和第六开关(SW6)控制成接通状态，以及将第三开关(SW3)、第四开关(SW4)和第五开关(SW5)控制成关断状态，正工作电压(Vop)被供应给第一电容器(C1)的所述一端，以及地电位(GND)被供应给第二电容器(C2)的所述一端(参照图2)。

在输出侧电容器的充电周期内，通过将第一开关(SW1)、第二开关(SW2)和第六开关(SW6)控制成关断状态，以及将第三开关(SW3)、第四开关(SW4)和第五开关(SW5)控制成接通状态，正电源电压(+Vcc)由第三电容器(C3)的所述一端产生，以及负电源电压(-Vcc)由第四电容器(C4)的所述一端产生(参照图3)。

在一种实施例中，在输入侧电容器的充电周期内，数字放大器的高侧输出器件和低侧输出器件分别被驱动器的第一输出端子的第一驱动信号和第二输出端子的第二驱动信号控制成接通状态和关断状态。

在输出侧电容器的充电周期内，数字放大器的高侧输出器件和低侧输出器件分别被驱动器的第一输出端子的第一驱动信号和第二输出端子的第二驱动信号控制成关断状态和接通状态。

在一种实施例中，数字放大器还包括差分放大器(34)、闭环特性设置电路(35)和负反馈电阻器(R_FB)。

差分放大器的正相输入端子(+)与地电位(GND)耦接，闭环特性设置电路(35)耦接于差分放大器(34)的反相输入端子(-)(49)与输出端子(200)之间，差分放大器的输出端子(200)与驱动器的输入端子(202)耦接，以及负反馈电阻器(R_FB)耦接于差分放大器的反相输入端子(-)(49)与数字放大器的输出端子(200)之间(参见图1)。

在一种实施例中，半导体集成电路还包括包含音量控制信号发生电路(21)、振幅控制电子音量部(22)和数字放大器增益控制电路(23)的电子音量单元(20)。

响应于数字控制信号(D1)，音量控制信号发生电路(21)产生要供应给振幅控制电子音量部(22)的振幅控制数字信号(C)以及要供应给数字放大器增益控制电路(23)的增益控制数字信号(F)。

以正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)来工作的振幅控制电子音量部(22)响应于振幅控制数字信号(C)而控制由振幅控制电子音量部(22)的输出端供应给数字放大器增益控制电路(23)的输入端的数字音频输出信号(D2)的模拟振幅。

数字放大器增益控制电路(23)通过响应于增益控制数字信号(F)而控制数字放大器的电压增益(R_FB/R_ATT)来控制数字放大器的输出端子的数字音频放大输出信号的振幅(参照图1和图6)。

在一种实施例中，由振幅控制电子音量部(22)响应于振幅控制数字信号(C)而控制数字音频输出信号的模拟振幅的定时在时间上先于由数字放大器增益控制电路(23)响应于增益控制数字信号(F)而控制数字音频放大输出信号(E)的定时(参照图1、图6和图7)。

在一种实施例中，将振幅控制数字信号(C)由音量控制信号发生电路(21)供应给振幅控制电子音量部(22)的定时被提前，另一方面，将增益控制数字信号(F)由音量控制信号发生电路(21)供应给数字放大器增益控制电路(23)的定时被延迟。

在一种实施例中，数字放大器增益控制电路(23)包括包含多个串联耦接的电阻器(R₁、R₂、...、R_N-1和R_N)以及多个串联耦接的旁路开关(SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N)(每个旁路开关并联连接于对应的电阻器两端)的可变衰减器(232)，以便响应于增益控制数字信号(F)来控制数字放大器的电压增益(R_FB/R_ATT)。

可变衰减器(232)的多个旁路开关(SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N)的接通/关断状态受由音量控制信号发生电路(21)供应的增益控制数字信号(F)所控制(参照图1、图6和图7)。

在又一种优选实施例中，半导体集成电路还包括具有内置式数字电子音量部(13A)的音频信号处理电路(13)、Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元(14)、以及包括数字接口单元(15)的数字信号处理单元(10)。

数字信号处理单元(10)的数字接口单元(15)产生要供应给电子音量单元(20)的音量控制信号发生电路(21)的数字控制信号(D1)。

音频信号处理电路(13)的数字电子音量部(13A)响应于由数字接口单元(15)供应的数字音量控制信号(29)来控制数字音频信号的数字振幅值。

Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元(14)响应于由音频信号处理电路(13)的输出端子供应的数字音频信号而产生PWM/PDM数字音频信号(B)(参照图1)。

在一种特定的实施例中，包含于数字放大器(30)中的高侧输出器件(31)和低侧输出器件(32)是集成于半导体集成电路(100)中的MOS晶体管。

(2)本发明的另一种角度的一种典型实施例是一种半导体集成电路的操作方法，该半导体集成电路包括包含高侧输出器件(31)、低侧输出器件(32)和驱动器(33)的数字放大器(30)；以及能够响应于正工作电压(Vop)而产生要供应给数字放大器的正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)的电荷泵单元(50)。

数字放大器(30)的驱动器(33)以正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)来工作，以及驱动器(33)的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至高侧输出器件的控制输入端子和低侧输出器件的控制输入端子。高侧输出器件的输出电流通路耦接于正电源电压(+Vcc)与数字放大器(30)的输出端子(300)之间，以及低侧输出器件的输出电流通路耦接于数字放大器(30)的输出端子(300)与负电源电压(-Vcc)之间。

数字放大器(30)的输出端子(300)与包括电感器(36)和滤波电容器(37)的低通滤波器(LPF)耦接。

电荷泵单元包括第一开关(SW1)到第五开关(SW5)，以及第一电容器(C1)到第四电容器(C4)，全部这些开关和电容器都经由第一节点(191)到第六节点(196)来连接。

正工作电压(Vop)经由第一开关(SW1)供应给第一电容器(C1)的一端，地电位(GND)经由第二开关(SW2)供应给第二电容器(C2)的一端，以及第一电容器(C1)的另一端和第二电容器(C2)的另一端与第二节点(192)耦接。

第一电容器(C1)的所述一端经由第三开关(SW3)耦接至第三电容器(C3)的一端，以及第二电容器(C2)的所述一端经由第四开关(SW4)耦接至第四电容器(C4)的一端。与第三电容器(C3)的另一端和第四电容器(C4)的另一端连接的第二节点(195)与地电位(GND)耦接。第二节点(192)经由第五开关(SW5)耦接至第五节点(195)。

正电源电压(+Vcc)由第三电容器(C3)的所述一端产生，以及负电源电压(-Vcc)由第四电容器(C4)的所述一端产生。

电荷泵单元还包括耦接于第三电容器(C3)的所述一端与第二节点(192)之间的第六开关(SW6)。

再生电流经由电感器(36)以及处于接通状态的高侧输出器件或处于接通状态的低侧输出器件在低通滤波器(LPF)的滤波电容器(37)与正电源电压(+Vcc)或负电源电压(-Vcc)之间流动。通过将电荷泵单元的第六开关(SW6)控制成接通状态，该再生电流被第二电容器(C2)所吸收(参照图4)。

根据该实施例，可以降低由低通滤波器的电感器的再生电流引起的数字放大器的电源噪声。

2.实施例的细节

接下来将更详细地解释该实施例。在用于解释本发明的实施例的全部图形中，相同的符号被附于具有相同功能的组件，并且省略了对其的重复解释。

实施例1

具有内置式数字放大器的半导体集成电路的配置

图1示出了根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路的配置。

如图1所示，半导体集成电路100包括集成于半导体芯片中的数字信号处理单元10、电子音量单元20、数字放大器30和电荷泵单元50。

数字信号处理单元10具有对由数字信号供应单元(在图1中没有示出)传输来的PCM数字音频信号执行数据信号处理的功能。在此，PCM代表脉冲编码调制。因此，PCM数字音频信号11被供应给数字信号处理单元10。

数据信号处理单元

图1所示的数字信号处理单元10还包括过采样滤波器(oversampling filter)12、具有内置式数字电子音量部13A的音频信号处理电路13、Δ∑调制器-PWM发生器单元14和数字接口单元15。数字接口单元15具有将来自其内安装有半导体集成电路100的便携式应用的音频设备的微计算机等的数字控制信号供应给音频信号处理电路13和电子音量单元20的功能。

音频信号处理电路13具有响应于由数字接口单元15供应的数字控制信号而对由过采样滤波器12供应的PCM数字音频信号执行信号处理的功能。尤其是，音频信号处理电路13的数字电子音量部13A通过响应于来自数字接口单元15的第一数字音量控制信号29而控制PCM数字音频信号11的数字振幅值来执行音量控制。以这种方式，数字音频信号A由音频信号处理电路13的输出端子所生成。

Δ∑调制器-PWM发生器单元14响应于由音频信号处理电路13的输出端子供应的数字音频信号A而产生PWM数字音频信号B。

电子音量单元

电子音量单元20包括音量控制信号发生电路21、电平移位电路24、PWM振幅控制电子音量部22和数字放大器增益控制电路23。

音量控制信号发生电路21响应于由数字接口单元15供应的数字控制信号D1而产生要供应给PWM振幅控制电子音量部22的PWM振幅控制数字信号C，以及要供应给数字放大器增益控制电路23的增益控制数字信号F。

以由电荷泵单元50产生的正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc来工作的电平移位电路24将由Δ∑调制器-PWM发生器单元14供应的PWM数字音频信号B的模拟振幅(以正电压为中心并且在地电位GND和正电源电压+Vcc之间变动)转换成PWM数字音频信号(以地电位GND为中心并且在负电源电压-Vcc和正电源电压+Vcc之间变动)。

以由电荷泵单元50产生的正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc来工作的PWM振幅控制电子音量部22响应于由音量控制信号发生电路21供应的PWM振幅控制数字信号C来控制由电平移位电路24供应的数字音频信号的模拟振幅，使其以地电位GND为中心并且在负电源电压-Vcc和正电源电压+Vcc之间变动。

由PWM振幅控制电子音量部22响应于PWM振幅控制数字信号C来控制PWM数字音频信号的模拟振幅的定时在时间上先于使用数字放大器增益控制电路23响应于增益控制数字信号F来控制PWM数字音频放大信号E的电压振幅的定时，如下文所解释的。通过提前将来自音量控制信号发生电路21的PWM振幅控制数字信号C供应给PWM振幅控制电子音量部22的定时并且延迟将来自音量控制信号发生电路21的增益控制数字信号F供应给数字放大器增益控制电路23的定时而使该定时调整成为可实现的。

数字放大器增益控制电路23包括可变衰减器232，以便处理由PWM振幅控制电子音量部22供应的PWM数字音频信号D2。可变衰减器232包括多个串联耦接的电阻器R₁、R₂、...、R_N-1和R_N以及多个串联耦接的旁路开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N。每个电阻器和每个旁路开关被并联耦接。可变衰减器232的多个旁路开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N中的每个旁路开关的接通/关断状态受由音量控制信号发生电路21供应的增益控制数字信号F所控制。当可变衰减器232的多个旁通开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N全部都被控制成接通状态时，可变衰减器232的电阻值被最小化，并且施加于差分放大器34的反相输入端子(-)(49)的、经由负反馈电阻器R_FB连接至驱动器输出端300的数字放大器30的PWM数字音频放大信号E的电压振幅处于最大值。还有可能将可变衰减器232配置为具有多个并联耦接的电阻器(每个电阻器具有不同的电阻值)以及具有多个串联的开关(每个开关串联耦接至该多个电阻器中的每个电阻器)，由此允许选择电阻器以由该多个串联的开关使用。

数字放大器

以由电荷泵单元50供应的正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc来工作的数字放大器30放大由数字放大器增益控制电路23供应的PWM数字音频信号E。该数字放大器30包括高侧输出器件31的P沟道MOS晶体管、低侧输出器件32的N沟道晶体管、栅极驱动器33、差分放大器34和闭环特性设置电路35。数字放大器30的电压增益由数字放大器增益控制电路23的可变衰减器232的可变电阻R_ATT与负反馈电阻器R_FB之比，即由比值-R_FB/R_ATT来确定。

差分放大器34的反相输入端子49和正相输入端子分别耦接至数字放大器增益控制电路23的输出端子和地电位GND。差分放大器34的输出端子200与栅极驱动器33的输入端子202耦接。栅极驱动器33的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至高侧输出器件31的栅极端子和低侧输出器件32的栅极端子。闭环特性设置电路35耦接于差分放大器34的正相输入端子49与输出端子200之间。高侧输出器件31的源极端子和低侧输出器件32的源极端子分别耦接至正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc。高侧输出器件31的漏极端子和低侧输出器件32的漏极端子与形成驱动器的输出端子300的共同漏极节点300连接，该共同漏极节点300又耦接至低通滤波器LPF的输入端子。负反馈电阻器R_FB耦接于高侧输出器件31的漏极端子和低侧输出器件32的漏极端子的共同漏极节点300与差分放大器34的反相输入端子49之间。为了抑制数字放大器30的输出的高频率的PWM载波频率，低通滤波器LPF包括电感器36和滤波电容器37。电感器36的一端耦接至高侧输出器件31的漏极端子和低侧输出器件32的漏极端子的共同漏极节点300。电感器36的另一端耦接至滤波电容器37的一端和负载40(例如，耳机和扬声器)的一端，而滤波电容器37的另一端和负载40的另一端耦接至地电位GND。

以这种方式，负载40(例如，耳机和扬声器)能够在OCL(Output Capacitor Less，无输出电容器)***中由数字放大器30的高侧输出器件31和低侧输出器件32借助低通滤波器LPF以直流电来驱动。因此，可以通过采用OCL***而不是其中使用输出电容器的***来提高在几十或更小Hz的低频区的音频再现特性。数字放大器30的低通滤波器LPF的电感器36和滤波电容器37在便携式应用的音频设备的布线基板中被实现为半导体集成电路100的外部组件。

用于降低电源噪声(例如，电源泵吸)的外部组件电容器60耦接于数字放大器30的正电源电压+Vcc与负电源电压-Vcc之间。

电荷泵单元

电荷泵单元50作为通过被供应以便携式应用的音频设备的电池的正工作电压Vop而产生正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc的正/负电源电压发生器来工作。电荷泵单元50包括其切换受到控制的6个开关SW1-SW6，以及经由6个节点191-196连接的4个电容器C1-C4。

第一电容器C1连接于第一节点191与第二节点192之间。第二电容器C2连接于第二节点192与第三节点193。第三电容器C3连接于第四节点194与第五节点195之间。第四电容器连接于第五节点195与第六节点196之间。

第一开关SW1选择性地将正工作电压+Vop连接至第一节点191，而第二开关SW2选择性地将地电位GND连接至第三节点193。第三开关SW3选择性地连接第一节点191和第四节点194。第四开关SW4选择性地连接第三节点193和第六节点196。第五开关SW5选择性地连接第二节点192和第五节点195。第六开关SW6选择性地连接第二节点192和第四节点194。

正电源电压+Vcc产生于第四节点(194)，而负电源电压-Vcc产生于第六节点196，中间的第五节点195与地电位(GND)连接。

正工作电压Vop被供应给第一开关SW1的一端，并且地电位GND被供应给第二开关SW2的一端。第一开关SW1的另一端经由第一节点191耦接至第一电容器C1的一端和第三开关SW3的一端。第二开关SW2的另一端经由第三节点193耦接至第二电容器C2的一端和第四开关SW4的一端。

第二节点192连接至第一电容器C1的另一端和第二电容器C2的另一端。第二节点192还连接至第五开关SW5的一端和第六开关SW6的一端。因而，中间的第二节点192位于第一节点191与第三节点193之间，电容器C1和C2在相邻的节点之间。

第四节点194连接至第三开关SW3的另一端、第六开关SW6的另一端和第三电容器C3的一端。正电源电压+Vcc在该第四节点194产生。

第五节点195连接至第三电容器C3的另一端、第五开关SW5的另一端，并且还连接至第四电容器C4的一端。第五节点195还连接至地电位GND。

第六节点196连接至第四开关SW4的另一端，并且还连接至第四电容器C4的另一端。因而，中间的第五节点195位于第四节点194和第六节点196之间，电容器C3和C4在相邻的节点之间。负电源电压-Vcc在该第六节点196产生。

在第四节点194由电荷泵单元50产生的正电源电压+Vcc被供应给数字信号处理单元10、电子音量单元20和数字放大器30。在第六节点196由电荷泵单元50产生的负电源电压-Vcc被供应给电子音量单元20和数字放大器30。

虽然没有特别的限定，但是第一电容器C1、第二电容器C2、第三电容器C3和第四电容器C4中的每个都被设置为半导体集成电路100的外部电容器。另一方面，第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3、第四开关SW4、第五开关SW5和第六开关SW6中的每个都被设置为半导体集成电路100的内部配置开关。当电容器C1到C4位于半导体集成电路100的外部时，半导体集成电路将被配置成借助例如引脚、引线等将外部电容器C1到C4电连接于适当的内部节点191-196之间。

电荷泵单元的输入侧电容器的充电周期

图2解释了其中输入电容器(即，在电荷泵单元50的输入侧的第一电容器C1和第二电容器C2)经历着它们被电源电压Vop充电的充电周期的第一充电状态的操作。

如图2所示，在输入侧的电容器的充电周期内，响应于电荷泵驱动时钟信号(在图2中没有示出)，第一开关SW1、第二开关SW2和第六开关SW6被控制成接通状态(即，闭合)，以及第三开关SW3、第四开关SW4和第五开关SW5被控制成关断状态(即，开路)。因此，电荷泵单元50的输入侧的第一电容器C1和第二电容器C2以正工作电压Vop和地电位GND之间的电压来充电。由于输入侧的第一电容器C1的电容值和第二电容器C2的电容值等同地设置，因而当假定正工作电压Vop的电压为1.8V时，电荷泵单元50工作，从而将0.9V的充电电压供应于第一电容器C1的两端之间，以及还将0.9V的充电电压供应于第二电容器C2的两侧之间。由于第六开关SW6在该时段内被控制成接通状态，因而第二电容器C2的某些电荷迁移到第三电容器C3。

虽然没有特别限定，但是例如，电荷泵单元50的驱动时钟被设置为固定占空比的384kHz的时钟频率，以及数字放大器30的PWM输出信号由频率为768kHz的调制载波给出。

虽然没有特别限定，但是可以将供应给电荷泵单元50的电荷泵驱动时钟信号看作是栅极驱动器33的第一输出端子31的第一驱动输出信号和第二输出端子32的第二驱动输出信号两者或之一。在这种情况下，响应于电荷泵驱动时钟信号，数字放大器30的高侧输出器件31在电荷泵单元50被控制成输入侧电容器的充电周期的时段内被设置为接通。

电荷泵单元的输出侧电容器的充电周期

图3解释了其中输出电容器(即，在电荷泵单元50的输出侧的第三电容器C3和第四电容器C4)经历着充电周期的第一放电状态的操作。

如图3所示，在输出侧电容器的充电周期内，响应于电荷泵驱动时钟信号(在图2中没有示出)，第一开关SW1、第二开关SW2和第六开关SW6被控制成关断状态(即，开路)，以及第三开关SW3、第四开关SW4和第五开关SW5被控制成接通状态(即，闭合)。在该状态下，电容器C1和C3并联电连接，并且电容器C2和C4并联电连接，开关SW6开路，中间的第二节点912和第五节点195两者都与地电位GND连接。

因此，在输入侧的第一电容器C1的两端之间的充电电压经由第三开关SW3和第五开关SW5供应于输出侧的第三电容器C3的两端。在输入侧的第二电容器C2的两端之间的充电电压经由第四开关SW4和第五开关SW5供应于输出侧的第四电容器C4的两端。由于在第三电容器C3的另一端和第四电容器的另一端的第五节点195与地电位GND耦接，因而从与第三开关SW3的另一端、第六开关SW6的另一端和第三电容器C3的一端连接的第四节点194产生大约+0.9V的正电源电压+Vcc。同时，从与第四开关SW4的另一端和第四电容器C4的一端连接的第六节点196产生大约-0.9V的负电源电压-Vcc。

虽然没有特别限定，但是例如，电荷泵单元50的驱动时钟被设置为固定占空比的384kHz的时钟频率，以及数字放大器30的PWM输出信号由频率为768kHz的调制载波给出。而且，由数字放大器30的低通滤波器LPF的电感器36的再生电流引起的数字放大器30的电源变动在电荷泵单元50的输出侧电容器C3和C4的充电周期内被吸收。

虽然没有特别限定，但是可以将供应给电荷泵单元50的电荷泵驱动时钟信号看作是栅极驱动器33的第一输出端子的第一驱动输出信号和第二输出端子的第二驱动输出信号两者或之一。在这种情况下，响应于电荷泵驱动时钟信号，数字放大器30的低侧输出器件32在电荷泵单元50被控制成输出侧电容器的充电周期的时段内被设置为接通状态。

电荷泵单元、数字放大器和低通滤波器的操作

图4解释了包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF的操作。

图4还示出了当电荷泵单元50处于第一充电状态时，在电荷泵单元50的输入侧电容器的充电周期内，用以通过电荷泵单元50来吸收由从低通滤波器LPF的滤波电容器37的一端和扬声器负载40的一端，经过电感器36和高侧输出器件31，流到正电源电压+Vcc的再生电流引起的正电源电压的变动的方式。因为再生在输入电容器C1和C2正由工作电压Vop充电的同时发生，因此这能够被看作是输入充电/再生状态。在解释图4之前，下面先解释为何有再生电流流过。

图5示出了在数字放大器30的输出端子300中的PWM数字音频放大输出信号Vout的波形以及在低通滤波器LPF的输出端子中的模拟音频放大输出信号Vsp的波形。在此，数字放大器30的输出端子是包含于图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100中的数字放大器30的高侧输出器件31的漏极端子和低侧输出器件32的漏极端子的共同漏极节点300。

如图5所示，在高侧输出器件31处于接通状态的时段内，PWM数字音频放大输出信号Vout被设置于高电平的正电源电压+Vcc的电压电平，以及在低侧输出器件32处于接通状态的时段内，PWM数字音频放大输出信号Vout被设置于低电平的负电源电压-Vcc的电压电平。

而且，如图5所示，当高侧输出器件31的接通状态的时段长于低侧输出器件32的接通状态的时段时，在低通滤波器LPF的输出端子的模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平被设置于接近高电平的正电源电压+Vcc的电压电平。相反，当高侧输出器件31的接通状态的时段短于低侧输出器件32的接通状态的时段时，在低通滤波器LPF的输出端子中的模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平被设置于接近低电平的负电源电压-Vcc的电压电平。

因此，如图5所示，当高侧输出器件31的接通状态的时段短于低侧输出器件32的接通状态的时段时，模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平变为低于地电压GND的负电压。

低侧输出器件32在模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平处于低于地电压GND的负电压的时段中被长时间地设置为接通状态。因此，在低侧输出器件32被设置为接通状态的时段内，激发电流如同4中的实线L1所指示的那样从低通滤波器LPF的滤波电容器37的一端和扬声器负载40的一端，经过电感器36和设置为接通状态的低侧输出器件32，流向负电源电压-Vcc。但是，即使在模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平为低于地电压GND的负电压的时段内，高侧输出器件31短时间地被设置为接通状态。因此，在高侧输出器件31的短的“接通”时段内，如图4中的虚线L2所指示，与上述激发电流同电流值和同方向的再生电流从低通滤波器LPF的滤波电容器37的一端和扬声器负载40的一端，经过电感器36和处于接通状态的高侧输出器件31，流向正电源电压+Vcc。因此，正电源电压+Vcc因再生电流流入正电源电压+Vcc而变化。据推测，这是由存储于数字放大器30的输出LPF的电感器36中的能量流入电源所引起的电源泵吸的发生机制。

但是，根据半导体集成电路100，在输入侧电容器的充电周期内响应于电荷泵驱动时钟信号来控制电荷泵单元50，如图4所示。也就是，第一开关SW1、第二开关SW2和第六开关SW6被控制成接通状态(为闭合的)，以及第三开关SW3、第四开关SW4和第五开关SW5被控制成关断状态(为开路的)。因此，如图4所示，因为再生电流经由设置为接通状态的第六开关SW6流入电荷泵单元50的输入侧的第二电容器C2，因此可以抑制正电源电压+Vcc的变动。在该时段内，电荷泵单元50的输入侧的第一电容器C1和第二电容器C2由在正工作电压Vop与地电位GND之间的电压来充电，如图4中的实线L0所指示。但是，由于再生电流在此时流入第一电容器C1和第二电容器C2，因而可以降低电池的消耗，其中该电池被用于便携式应用的音频设备中，以供应用于对电荷泵单元50的输入侧的第一电容器C1和第二电容器C2充电的正工作电压Vop。

虽然没有特别限定，但是用于配置低通滤波器LPF的电感器36和滤波电容器37被设置作为耦接于半导体集成电路100外部的外部组件。

如上文所解释的，通过使用半导体集成电路100，可以抑制由低通滤波器LPF的电感器36的再生电流引起的正电源电压+Vcc的变动。还可以在模拟音频放大输出信号Vsp的电压电平变为高于地电压GND的正电压时抑制由相同的机制所引起的负电源电压-Vcc的变动，这将在下文中描述。因此，能够使耦接于数字放大器30的正电源电压+Vcc与负电源电压-Vcc之间用于降低诸如电源泵吸之类的电源噪声的外部组件电容器60的电容值变得小至10μF，该电容值相对470μF的常规的大容量电容器(large mass capacitor)减小了很多。因此，降低便携式应用的音频设备的布线基板的成本和安装面积成为可能。

电荷泵单元、数字放大器和低通滤波器的其他操作

接下来，下文考虑了其中电荷泵单元的工作频率不同于数字放大器的工作频率的情形，以及其中数字放大器30的输出的占空比的低电平时段长于高电平时段的状态持续很长一段时间。

图8解释了在数字放大器30的输出的占空比的低电平时段长于高电平时段的状态持续很长一段时间的情况下的包含于半导体集成电路100内的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF的操作。这是具有两个充电子状态、高侧再生充电子状态和高侧再生传输子状态的放大器的低电平主要状态。

在这种情况下，图8中的实线L1指示负载电流以及虚线L2指示再生电流，并且再生电流在电荷泵单元50处于放电状态时同样像虚线L2那样流动。

在高侧再生充电子状态(其开关配置与图3的第一放电状态的开关配置相同)中，开关SW6开路。在开关SW6开路的情况下，再生电流的电荷被存储于并联连接的高侧电容器，即第一电容器C1和第三电容器C3中。

一旦开关SW6被控制成接通状态(即，为闭合的)，电荷泵单元50就进入其中存储于第三电容器C3中的电荷被供应给第二电容器C2的高侧再生传输子状态。因此，可以抑制正电源电压+Vcc的变动，并且变得有可能降低在便携式应用的音频设备中所使用的用于供应正工作电Vop的电池的消耗。

接下来，下面将考虑其中电荷泵单元的工作频率不同于数字放大器的工作频率的情形，以及其中数字放大器的输出的占空比的高电平时段长于低电平时段的状态持续很长一段时间。

图9解释了在数字放大器30的输出的占空比的高电平时段长于低电平时段的状态持续很长一段时间的情况下的包含于半导体集成电路100内的电荷泵单元50、数字放大器30和低通滤波器LPF的操作。这是具有两个充电子状态、低侧再生充电子状态和低侧再生传输子状态的放大器的高电平主要状态。

在这种情况下，图9中的实线L3指示负载电流，虚线L4指示由负电源电压-Vcc供应的再生电流，以及再生电流在电荷泵单元处于放电状态时同样像虚线L4那样流动。

在低侧再生充电子状态(其开关配置与图3的第一放电状态的开关配置相同)中，开关SW6再次开路。在开关SW6开路的情况下，再生电流的电荷被存储于并联连接的低侧电容器，即第二电容器C2和第四电容器C4内。

一旦开关SW6被控制成接通状态(即，为闭合的)，电荷泵单元50就进入其中存储于第二电容器C2内的电荷被供应给第三电容器C3的低侧再生传输子状态。因此，可以抑制负电源电压-Vcc的变动，并且变得有可能降低在便携式应用的音频设备中所使用的用于供应正工作电压Vop的电池的消耗。

由于以上所描述的操作，在其中电荷泵单元50的工作频率与数字放大器30的工作频率不同并且音频信号具有任意频率的情形中，降低正电源电压+Vcc或负电源电压-Vcc的可归因于再生电流的泵吸成为可能。

电子音量单元的操作

图6示出了PWM振幅控制电子音量部22对PWM数字音频信号B的模拟振幅控制的状态，以及数字放大器增益控制电路23对PWM数字音频的放大信号E的振幅控制的状态，其中该PWM振幅控制电子音量部22和该数字放大器增益控制电路23被设置于半导体集成电路100所包含的电子音量单元20中。

如图6所示，电子音量单元20包括音量控制信号发生电路21、PWM振幅控制电子音量部22、数字放大器增益控制电路23和电平移位电路24。

音量控制信号发生电路21响应于由数字接口单元15供应的数字控制信号D1而产生要供应给PWM振幅控制电子音量部22的PWM振幅控制数字信号C以及要供应给数字放大器增益控制电路23的增益控制数字信号F。

以由电荷泵单元50产生的正电源电压+Vcc和负电源电压-Vcc来工作的PWM振幅控制电子音量部22响应于由音量控制信号发生电路21供应的PWM振幅控制数字信号C来控制由Δ∑调制器-PWM发生器单元14经由电平移位电路24供应的PWM数字音量信号B的模拟振幅。因此，如图6所示，可以调整从在负电源电压-Vcc与正电源电压+Vcc之间的PWM振幅控制电子音量部22的输出端子获得的PWM数字音频输出信号D2的模拟振幅。

另一方面，数字放大器增益控制电路23包括可变衰减器232，以便处理由PWM振幅控制电子音量部22供应的PWM数字音频输出信号D2。可变衰减器232包括多个串联耦接的电阻器R₁、R₂、...、R_N-1和R_N以及多个串联耦接的旁路开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N，每个开关允许对应的电阻器的旁路。可变衰减器232的多个旁路开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N中的每个旁路开关的接通/关断状态受由音量控制信号发生电路21供应的增益控制数字信号F所控制。

例如，当可变衰减器232的多个旁通开关SW₁、SW₂、...、SW_N-1和SW_N全部都被控制成关断状态时，可变衰减器232的电阻值被最大化(因为没有电阻器被旁路)，以及施加于差分放大器34的反相输入端子(-)(49)经由负反馈电阻器R_FB连接至驱动器输出300的数字放大器30的PWM数字音频放大信号E的电压振幅处于最大值。

如上所述，由PWM振幅控制电子音量部22响应于PWM振幅控制数字信号C来控制PWM数字音频信号B的模拟振幅的定时在时间上先于由数字放大器增益控制电路23响应于增益控制数字信号F来控制PWM数字音频放大信号E的电压振幅的定时。因此，有可能降低由因用于音量调整的数字控制信号的变化所致的音频信号的快速变化所引起的爆裂噪声(爆裂声)。

图7示出了用以通过使用半导体集成电路100的电子音量单元20来降低爆裂声的方式。

图7的上部示出了由数字信号处理单元10的Δ∑调制器-PWM发生器单元14在增益改变之前和之后产生的PWM数字音频信号B的波形。

图7的中部示出了在只使用在图1所示的电子音量单元20内的数字放大器增益控制电路23，不使用PWM振幅控制电子音量部22的情况下数字放大器30的PWM数字音频放大信号E的波形。

图7的下部示出了在电子音量单元20内的PWM振幅控制电子音量部22和数字放大器增益控制电路23两者都被使用时，以及在由PWM振幅控制电子音量部22响应于PWM振幅控制数字信号C来控制模拟振幅的定时在时间上先于由数字放大器增益控制电路23响应于增益控制数字信号F来控制电压振幅的定时时，数字放大器30的PWM数字音频放大信号E的波形。

在图7中的中间波形(1)的情形中，不存在响应于PWM振幅控制数字信号C而进行的电子音量改变，该电子音量改变在时间上先于响应于增益控制数字信号F而进行的增益改变。因此，爆裂声由于响应于增益控制数字信号F的改变而进行的PWM数字音频放大信号E的振幅S3的快速改变而产生。

相反，在采用图1所示的根据本发明的实施例1的具有内置式数字放大器的半导体集成电路100的电子音量单元20的图7中的下方的波形(2)的情形中，存在因响应于PWM振幅控制数字信号C而进行的电子音量的改变所致的振幅减小，该电子音量的改变先于响应于增益控制数字信号F而进行的增益改变。因此，由于增益控制数字信号F的改变，可以减小由PWM数字音频放大信号E的减小振幅S4的快速改变所引起的爆裂声。

如上所述，由本发明的发明人所完成的本发明已经基于各种实施例进行了具体的解释。但是，必须强调，本发明并不限于那些实施例，本发明能够在不脱离主旨的范围内进行各种改变。

例如，代替将用于降低电源噪声(例如，电源泵吸)的电容器60作为单个外部组件耦接于数字放大器30的正电源电压+Vcc与负电源电压-Vcc之间，还可以将第一电容器耦接于正电源电压+Vcc与地电位GND之间，以及将第二电容器耦接于地电位GND与负电源电压-Vcc之间。

而且，图1所示的数字信号处理单元10的Δ∑调制器-PWM发生器单元14可以由Δ∑调制器和PDM发生器来代替，以及电子音量单元20的PWM振幅控制电子音量部22可以由PDM振幅控制电子音量部来代替。

而且，数字放大器30的高侧输出器件31和低侧输出器件32并非分别限制于P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管。例如，它们可以由PNP双极晶体管和NPN双极晶体管来代替。

而且，用于抑制在数字放大器30的输出处的高频率的PWM载波频率的低通滤波器LPF的电感器36和滤波电容器37可以被形成为内置于含有半导体集成电路100的半导体芯片的树脂密封的封装内的***级封装(system in package)(SIP)。

Claims (28)

1.一种半导体集成电路，包括：

包括高侧输出器件、低侧输出器件和驱动器的数字放大器；以及

被供应以正工作电压并被配置成响应于此而产生正电源电压和负电源电压的电荷泵单元，

其中所述数字放大器的所述驱动器以所述正电源电压和所述负电源电压来工作，以及所述驱动器的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至所述高侧输出器件的控制输入端子和所述低侧输出器件的控制输入端子，

其中所述高侧输出器件的输出电流通路耦接于所述正电源电压与所述数字放大器的输出端子之间，以及所述低侧输出器件的输出电流通路耦接于所述数字放大器的所述输出端子与所述负电源电压之间，

其中所述数字放大器的所述输出端子与包括电感器和滤波电容器的低通滤波器耦接，

其中所述电荷泵单元包括第一开关到第五开关，以及第一电容器到第四电容器，所述开关和所述电容器全都经由第一节点到第六节点来连接，

其中所述正工作电压经由所述第一开关供应给所述第一电容器的一端，地电位经由所述第二开关供应给所述第二电容器的一端，以及所述第一电容器的另一端和所述第二电容器的另一端与第二节点耦接，

其中所述第一电容器的所述一端经由所述第三开关耦接至所述第三电容器的一端，所述第二电容器的所述一端经由所述第四开关耦接至所述第四电容器的一端，第二节点连接至所述第三电容器的另一端和所述第四电容器的另一端并且耦接至所述地电位，以及所述第二节点经由所述第五开关耦接至所述第五节点，

其中所述正电源电压由所述第三电容器的所述一端产生，以及所述负电源电压由所述第四电容器的所述一端产生，

其中所述电荷泵单元还包括耦接于所述第三电容器的所述一端与所述第二节点之间的第六开关，以及

其中通过将所述电荷泵单元的所述第六开关控制成接通状态，经由所述电感器以及处于接通状态的所述高侧输出器件或所述低侧输出器件在所述低通滤波器的所述滤波电容器与所述正电源电压或所述负电源电压之间流动的再生电流被所述第二电容器吸收。

2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，

其中，响应于电荷泵驱动时钟信号的电平变化，所述电荷泵单元重复输入侧电容器的充电周期的操作以及输出侧电容器的充电周期的操作，

其中，在所述输入侧电容器的所述充电周期内，通过将所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关控制成接通状态，以及将所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关控制成关断状态，所述正工作电压被供应给所述第一电容器的所述一端，以及所述地电位被供应给所述第二电容器的所述一端，以及

其中，在所述输出侧电容器的所述充电周期内，通过将所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关控制成关断状态，以及将所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关控制成接通状态，所述正电源电压由所述第三电容器的所述一端产生，以及所述负电源电压由所述第四电容器的所述一端产生。

3.根据权利要求2所述的半导体集成电路，

其中，在所述输入侧电容器的充电周期内，所述数字放大器的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件分别被所述驱动器的所述第一输出端子的第一驱动信号和所述第二输出端子的第二驱动信号控制成接通状态和关断状态，以及

其中，在所述输出侧电容器的充电周期内，所述数字放大器的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件分别被所述驱动器的所述第一输出端子的所述第一驱动信号和所述第二输出端子的所述第二驱动信号控制成关断状态和接通状态。

4.根据权利要求2所述的半导体集成电路，

其中所述数字放大器还包括差分放大器、闭环特性设置电路和负反馈电阻器，以及

其中所述差分放大器的正相输入端子与所述地电位耦接，所述闭环特性设置电路耦接于所述差分放大器的反相输入端子与输出端子之间，所述差分放大器的所述输出端子与所述驱动器的输入端子耦接，以及所述负反馈电阻器耦接于所述差分放大器的所述反相输入端子与所述数字放大器的所述输出端子之间。

5.根据权利要求4所述的半导体集成电路，还包括：

包含音量控制信号发生电路、振幅控制电子音量部和数字放大器增益控制电路的电子音量单元，

其中，响应于数字控制信号，所述音量控制信号发生电路产生要供应给所述振幅控制电子音量部的振幅控制数字信号，以及要供应给所述数字放大器增益控制电路的增益控制数字信号，

其中以所述正电源电压和所述负电源电压来工作的所述振幅控制电子音量部响应于所述振幅控制数字信号而控制由所述振幅控制电子音量部的输出供应给所述数字放大器增益控制电路的输入的数字音频输出信号的模拟振幅，以及

其中所述数字放大器增益控制电路通过响应于所述增益控制数字信号来控制所述数字放大器的电压增益而控制所述数字放大器的所述输出端子的数字音频放大输出信号的振幅。

6.根据权利要求5所述的半导体集成电路，

其中由所述振幅控制电子音量部响应于所述振幅控制数字信号而控制所述数字音频输出信号的模拟振幅的定时在时间上先于由所述数字放大器增益控制电路响应于所述增益控制数字信号而控制所述数字音频放大输出信号的定时。

7.根据权利要求6所述的半导体集成电路，

其中将所述振幅控制数字信号由所述音量控制信号发生电路供应给所述振幅控制电子音量部的定时被提前，另一方面，将所述增益控制数字信号由所述音量控制信号发生电路供应给所述数字放大器增益控制电路的定时被延迟。

8.根据权利要求7所述的半导体集成电路，

其中所述数字放大器增益控制电路包括包含多个串联耦接的电阻器以及多个串联耦接的旁路开关的可变衰减器，以便响应于所述增益控制数字信号来控制所述数字放大器的电压增益，以及

其中所述可变衰减器的所述多个旁路开关的接通/关断状态受由所述音量控制信号发生电路供应的所述增益控制数字信号控制。

9.根据权利要求8所述的半导体集成电路，还包括：

具有内置式数字电子音量部的音频信号处理电路；

Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元；以及

包括数字接口单元的数字信号处理单元，

其中所述数字信号处理单元的所述数字接口单元可操作用于产生要供应给所述电子音量单元的所述音量控制信号发生电路的数字控制信号，

其中所述音频信号处理电路的所述数字电子音量部可操作用于响应于由所述数字接口单元供应的数字音量控制信号来控制数字音频信号的数字振幅值，以及

其中所述Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元可操作用于响应于由所述音频信号处理电路的输出端子供应的所述数字音频信号而产生PWM/PDM数字音频信号。

10.根据权利要求1所述的半导体集成电路，

其中包含于所述数字放大器中的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件是集成于所述半导体集成电路中的MOS晶体管。

11.一种半导体集成电路的操作方法，

其中所述半导体集成电路包括：

包含高侧输出器件、低侧输出器件和驱动器的数字放大器；以及

被供应以正工作电压并被配置成响应于此而产生正电源电压和负电源电压的电荷泵单元，

其中所述数字放大器的所述驱动器以所述正电源电压和所述负电源电压来工作，以及所述驱动器的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至所述高侧输出器件的控制输入端子和所述低侧输出器件的控制输入端子，

其中所述高侧输出器件的输出电流通路耦接于所述正电源电压与所述数字放大器的输出端子之间，以及所述低侧输出器件的输出电流通路耦接于所述数字放大器的所述输出端子与所述负电源电压之间，

其中所述数字放大器的所述输出端子与包括电感器和滤波电容器的低通滤波器耦接，

其中所述电荷泵单元包括第一开关到第五开关，以及第一电容器到第四电容器，所述开关和所述电容器全都经由第一节点到第六节点来连接，

其中所述正工作电压经由所述第一开关供应给所述第一电容器的一端，地电位经由所述第二开关供应给所述第二电容器的一端，以及所述第一电容器的另一端和所述第二电容器的另一端与第二节点耦接，

其中所述第一电容器的所述一端经由所述第三开关耦接至所述第三电容器的一端，所述第二电容器的所述一端经由所述第四开关耦接至所述第四电容器的一端，第五节点连接至所述第三电容器的另一端和所述第四电容器的另一端并且与所述地电位耦接，以及所述第二节点经由所述第五开关耦接至所述第五节点，

其中所述正电源电压由所述第三电容器的所述一端产生，以及所述负电源电压由所述第四电容器的所述一端产生，以及

其中所述电荷泵单元还包括耦接于所述第三电容器的所述一端与所述第二节点之间的第六开关，

所述方法包括：

将所述电荷泵单元的所述第六开关控制成接通状态，以由此促使所述第二电容器来吸收经由所述电感器和所述高侧输出器件或所述低侧输出器件在所述低通滤波器的所述滤波电容器与所述正电源电压或所述负电源电压之间流动的再生电流。

12.根据权利要求11所述的半导体集成电路的操作方法，包括：

响应于电荷泵驱动时钟信号的电平变化，由所述电荷泵单元重复输入侧电容器的充电周期的操作以及输出侧电容器的充电周期的操作，

在所述输入侧电容器的充电周期内，将所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关控制成接通状态，以及将所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关控制成关断状态，使得所述正工作电压被供应给所述第一电容器的所述一端以及所述地电位被供应给所述第二电容器的所述一端，以及

在所述输出侧电容器的充电周期内，将所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关控制成关断状态，以及将所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关控制成接通状态，使得所述正电源电压由所述第三电容器的所述一端产生以及所述负电源电压由所述第四电容器的所述一端产生。

13.根据权利要求12所述的半导体集成电路的操作方法，包括：

在所述输入侧电容器的充电周期内，通过所述驱动器的所述第一输出端子的第一驱动信号和所述第二输出端子的第二驱动信号分别将所述数字放大器的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件控制成接通状态和关断状态，以及

在所述输出侧电容器的充电周期内，通过所述驱动器的所述第一输出端子的所述第一驱动信号和所述第二输出端子的所述第二驱动信号分别将所述数字放大器的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件控制成关断状态和接通状态。

14.根据权利要求12所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述数字放大器还包括差分放大器、闭环特性设置电路和负反馈电阻器，

其中所述差分放大器的正相输入端子与所述地电位耦接，所述闭环特性设置电路耦接于所述差分放大器的反相输入端子与输出端子之间，所述差分放大器的所述输出端子与所述驱动器的输入端子耦接，

所述方法还包括：

将来自所述差分放大器的所述输出端子的负反馈提供给所述差分放大器的所述反相输入端子。

15.根据权利要求14所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述半导体集成电路还包括包含音量控制信号发生电路、振幅控制电子音量部和数字放大器增益控制电路的电子音量单元，

所述方法还包括：

响应于数字控制信号，通过所述音量控制信号发生电路产生要供应给所述振幅控制电子音量部的振幅控制数字信号，以及要供应给所述数字放大器增益控制电路的增益控制数字信号，

响应于所述振幅控制数字信号，通过以所述正电源电压和所述负电源电压工作的振幅控制电子音量部控制由所述振幅控制电子音量部的输出供应给所述数字放大器增益控制电路的输入的数字音频输出信号的模拟振幅，以及

响应于所述增益控制数字信号，通过控制所述数字放大器的电压增益来由所述数字放大器增益控制电路控制所述数字放大器的所述输出端子的数字音频放大输出信号的振幅。

16.根据权利要求15所述的半导体集成电路的操作方法，包括：

在由所述数字放大器增益控制电路响应于所述增益控制数字信号来控制所述数字音频放大输出信号之前，由所述振幅控制电子音量部响应于所述振幅控制数字信号来控制所述数字音频输出信号的模拟振幅。

17.根据权利要求16所述的半导体集成电路的操作方法，包括：

提前将所述振幅控制数字信号由所述音量控制信号发生电路供应给所述振幅控制电子音量部的定时；以及

延迟将所述增益控制数字信号由所述音量控制信号发生电路供应给所述数字放大器增益控制电路的定时。

18.根据权利要求17所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述数字放大器增益控制电路包括包含多个串联耦接的电阻器以及多个串联耦接的旁路开关的可变衰减器，以便响应于所述增益控制数字信号来控制所述数字放大器的电压增益，

所述方法还包括：

以由所述音量控制信号发生电路供应的所述增益控制数字信号来控制所述可变衰减器的所述多个旁路开关的接通/关断状态。

19.根据权利要求18所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述半导体集成电路还包括：

具有内置式数字电子音量部的音频信号处理电路；

Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元；以及

包括数字接口单元的数字信号处理单元，以及

所述方法还包括：

通过所述数字信号处理单元的所述数字接口单元来产生要供应给所述电子音量单元的所述音量控制信号发生电路的所述数字控制信号，

通过所述音频信号处理电路的所述数字电子音量部来响应于由所述数字接口单元供应的数字音量控制信号而控制数字音频信号的数字振幅值，以及

通过所述Δ∑调制器-PWM/PDM发生器单元来响应于由所述音频信号处理电路的输出端子供应的所述数字音频信号而产生PWM/PDM数字音频信号。

20.根据权利要求11所述的半导体集成电路的操作方法，

其中包含于所述数字放大器中的所述高侧输出器件和所述低侧输出器件是集成于所述半导体集成电路中的MOS晶体管。

21.一种半导体集成电路，包括：

包括高侧输出器件、低侧输出器件和驱动器的数字放大器；以及

通过被供应以正工作电压而可操作用于产生要供应给所述数字放大器的正电源电压和负电源电压的电荷泵单元，

其中所述数字放大器的所述驱动器以所述正电源电压和所述负电源电压来工作，以及所述驱动器的第一输出端子和第二输出端子分别耦接至所述高侧输出器件的控制输入端子和所述低侧输出器件的控制输入端子，

其中所述高侧输出器件的输出电流通路耦接于所述正电源电压与所述数字放大器的输出端子之间，以及所述低侧输出器件的输出电流通路耦接于所述数字放大器的所述输出端子与所述负电源电压之间，

其中所述数字放大器的所述输出端子与包括电感器和滤波电容器的低通滤波器耦接，

其中所述电荷泵单元包括第一开关到第五开关，以及第一电容器到第四电容器，所述开关和所述电容器全都经由第一节点到第六节点来连接，

其中所述正工作电压经由所述第一开关供应给所述第一电容器的一端，地电位经由所述第二开关供应给所述第二电容器的一端，以及所述第一电容器的另一端和所述第二电容器的另一端与第二节点耦接，

其中所述第一电容器的所述一端经由所述第三开关耦接至所述第三电容器的一端，所述第二电容器的所述一端经由所述第四开关耦接至所述第四电容器的一端，第五节点连接至所述第三电容器的另一端和所述第四电容器的另一端并且耦接至所述地电位，以及所述第二节点经由所述第五开关耦接至所述第五节点，

其中所述正电源电压由所述第三电容器的所述一端产生，以及所述负电源电压由所述第四电容器的所述一端产生，以及

其中所述电荷泵单元还包括耦接于所述第三电容器的所述一端与所述第二节点之间的第六开关。

22.一种半导体集成电路，包括：

配置成输出数字音频信号(B)和数字控制信号(D1)的数字信号处理单元；

配置成接收作为输入的所述数字音频信号(B)和所述数字控制信号(D1)并且响应于此而输出数字音频放大信号(E)的电子音量控制单元；

配置成接收所述数字音频放大信号(E)并且响应于此而输出适用于过滤和驱动扬声器的数字音频放大输出信号的数字放大器；以及

被供应以正工作电压(+Vop)和地电位(GND)并且被配置成产生正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)的电荷泵单元；

其中：

所述电荷泵单元包括第一开关到第六开关以及第一节点到第六节点；

第一开关(SW1)选择性地将所述正工作电压(+Vop)连接到所述第一节点(191)；

第二开关(SW2)选择性地将所述地电位(GND)连接到所述第三节点(193)；

第三开关(SW3)选择性地连接所述第一节点(191)和所述第四节点(194)；

第四开关(SW4)选择性地连接所述第三节点(193)和所述第六节点(196)；

第五开关(SW5)选择性地连接所述第二节点(192)和所述第五节点(195)；

第六开关(SW6)选择性地连接所述第二节点(192)和所述第四节点(194)；

所述正电源电压(+Vcc)在所述第四节点(194)产生；

所述负电源电压(-Vcc)在所述第六节点(196)产生。

23.根据权利要求22所述的半导体集成电路，被配置成：

电连接至在所述第一节点(191)和所述第二节点(192)之间的第一外部电容器；

电连接至在所述第二节点(192)和所述第三节点(193)之间的第二外部电容器；

电连接至在所述第四节点(194)和所述第五节点(195)之间的第三外部电容器；以及

电连接至在所述第五节点(195)和所述第六节点(196)之间的第四外部电容器。

24.根据权利要求22所述的半导体集成电路，电连接至：

在所述第一节点(191)与所述第二节点(192)之间的第一外部电容器；

在所述第二节点(192)与所述第三节点(193)之间的第二外部电容器；

在所述第四节点(194)与所述第五节点(195)之间的第三外部电容器；以及

在所述第五节点(195)与所述第六节点(196)之间的第四外部电容器。

25.根据权利要求24所述的半导体集成电路，其中：

当所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关开路以及所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关闭合时，通过所述数字放大器的第一再生电流的电荷被存储于所述第一外部电容器和所述第三外部电容器中；以及

然后当所述第六开关闭合时，在所述第三外部电容器中的电荷被供应给所述第二外部电容器。

26.根据权利要求24所述的半导体集成电路，其中：

当所述第一开关、所述第二开关和所述第六开关开路以及所述第三开关、所述第四开关和所述第五开关闭合时，通过所述数字放大器的第二再生电流的电荷被存储于所述第二外部电容器和所述第四外部电容器中；以及

然后当所述第六开关闭合时，在所述第二外部电容器中的电荷被供应给所述第三外部电容器。

27.一种半导体集成电路的电荷泵单元，被供应以正工作电压(+Vop)和地电位(GND)并且被配置成响应于此而产生正电源电压(+Vcc)和负电源电压(-Vcc)，其中：

所述电荷泵单元包括第一到第六开关(SW1-SW6)以及第一到第六节点(191-196)；

所述第一开关(SW1)选择性地将所述正工作电压(+Vop)连接到所述第一节点(191)；

所述第二开关(SW2)选择性地将地电位(GND)连接到所述第三节点(193)；

所述第三开关(SW3)选择性地连接所述第一节点(191)和所述第四节点(194)；

所述第四开关(SW4)选择性地连接所述第三节点(193)和所述第六节点(196)；

所述第五开关(SW5)选择性地连接所述第二节点(192)和所述第五节点(195)；

所述第六开关(SW6)选择性地连接所述第二节点(192)和所述第四节点(194)；

所述正电源电压(+Vcc)在所述第四节点(194)形成；

所述负电源电压(-Vcc)在所述第六节点(196)形成；以及

所述第五节点(195)与所述地电位(GND)连接。

28.一种半导体集成电路的电子音量控制单元(20)，被配置成接收数字音频信号(B)和数字控制信号(D1)并且响应于此而输出数字音频放大信号(E)，所述电子音量控制单元包括：

配置成接收所述数字控制信号(D1)并且响应于此而输出振幅控制数字信号(C)和增益控制数字信号(F)的音量控制信号发生电路(21)；

配置成接收所述数字音频信号(B)并且响应于所述振幅控制数字信号(C)而输出数字音频输出信号(D2)的振幅控制电子音量单元(22)；以及

配置成接收所述数字音频输出信号(D2)并且响应于此而输出所述数字音频放大信号(E)的数字放大器增益控制电路(23)；

其中：

所述数字放大器增益控制电路(23)包括具有多个串联耦接的电阻器和多个串联耦接的旁路开关的可变衰减器(232)，每个旁路开关并联连接于对应的电阻器的两端；以及

所述多个旁路开关中的每个旁路开关的接通/关断状态受由所述音量控制信号发生电路(21)供应的所述增益控制数字信号(F)控制。

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