CN102594190B - 一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了属于多电平变换器控制技术领域的一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法。在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据模块组合多电平变换器的拓扑结构和工作原理，对传统方波脉冲进行脉冲修正优化，并按照一定的次序和切换周期进行循环和判断反相调整，获得的方波脉冲循环序列作为最终驱动脉冲用于实现对模块组合多电平变换器的控制。本发明无需任何电容电压控制措施，实现了模块组合多电平变换器各功率单元间有功能量的平均分配和直流电容电压的均衡。

Description

一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法

技术领域

本发明属于多电平变换器控制技术领域，特别涉及一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法。 

背景技术

近年来，多电平变换技术得到不断推广，并已成功应用在诸如高压直流输电、电力传动、有源滤波、静止同步补偿等工业领域，目前常见的电压型多电平变换器拓扑大致可分为筘位型和单元级联型两大类。模块组合多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)作为一种新型的多电平拓扑，除了具有传统多电平变换器的优点，模块组合多电平变换器采用模块化结构设计，便于***扩容和冗余工作；具有不平衡运行能力、故障穿越和恢复能力，***可靠性高；由于具有公共直流母线，模块组合多电平变换器尤其适用于高压直流输电***应用。 

脉冲调制技术是模块组合多电平变换器的重要研究课题之一，传统的多电平调制技术包括正弦脉宽调制技术(SPWM)、空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)、方波脉冲调制技术等。方波脉冲调制技术采用阶梯波逼近正弦波形，具有低次谐波含量小、开关频率低等优点，与SPWM、SVPWM技术相比，方波脉冲调制技术更适合于对变换器效率要求高的大功率应用场合。但方波脉冲调制技术直接应用于MMC时将导致各功率单元输出功率不平衡，严重时导致***无法正常工作。 

发明内容

本发明针对上述缺陷公开了一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法。本发明的目的在于克服传统方波脉冲调制技术的局限性。 

一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法包括以下步骤： 

1)设定模块组合多电平变换器含有2n个A相功率单元、2n个B相功率单元和2n个C相功率单元；位于上桥臂的第1个A相功率单元至第n个A相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个A相功率单元至第2n个A相功率单元构成2n个A相功率单元，位于上桥臂的第1个B相功率单元至第n个B相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个B相功率单元至第2n个B相功率单元构成2n个B相功率单元，位于上桥臂的第1个C相功率单元至第n个C相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个C相功率单元至第2n个C相功率单元构成2n个C相功率单元；n为大于等于1的正整数； 

S相为A相、B相或C相，针对2n个S相功率单元，执行步骤1)至步骤3)； 

进行方波脉冲开关角计算，形成基本方波脉冲：首先根据模块组合多电平变换器的输出电平数n+1，计算上桥臂中用于合成交流输出阶梯波电压的开关角θ₁-θ_n，以确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元的基本方波控制脉冲的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n，其中α_d＝θ_d，β_d＝π-2θ_d，d取1-n；α_e＝π+θ_e-n，β_e＝π-2θ_e-n，e取n+1 至2n；从而形成了第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n； 

2)脉冲修正，以减小基本方波控制脉冲P₁-P_2n之间的脉冲宽度差：在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据两个原则对基本方波控制脉冲P₁-P_2n的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n进行修正，得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的优化方波脉冲P₁’-P_2n’；两个原则为一个工频周期内第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的方波脉冲高电平持续时间相等的原则以及任意时刻A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂中处于投入状态的功率单元总数相等的原则； 

3)对步骤2)中生成的优化方波脉冲P₁’-P_2n’按照以下次序和切换周期进行循环和判断反相调整： 

对优化方波脉冲P₁’-P_2n’重新排列生成第1组合-第n组合；第1组合的排列次序为P₁’-P_2n’，第g组合的排列次序为P_g’-P_n’，P₁’-P_g-1’，P_n+g’-P_2n’，P_n+1’-P_n+g-1’；第n组合的排列次序为P_n’，P₁’-P_n-1’，P_2n’，P_n+1’-P_2n-1’；g为整数且满足1＜g＜n； 

按照P_(g+l)’和P_(n+g+l-1)’互换并反相的原则生成第1’组合-第n’组合；第1’组合的排列次序为 

第g’组合的排列次序为 

第n’组合的排列次序为 

l为整数且满足0≤l≤n-1； 

依次按照第1大组合至第n大组合的循环次序进行各个组合之间的切换调整，进而得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元 对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”；第f大组合内部的组合排列次序为：第f组合、第f’组合；f取1-n。 

4)模块组合多电平变换器中，确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”以后，将该最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”分别移相2π/3和4π/3得到其余两相各功率单元的最终方波驱动脉冲。 

所述循环和判断反相调整的过程如下： 

循环分为两种情形，第一种情形是指：在S相上桥臂各功率单元或S相下桥臂各功率单元内部进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平保持不变，即当1≤k≤n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且n+1≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致； 

第二种情形是指：在S相上桥臂各功率单元和S相下桥臂各功率单元之间进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平反相，即当1≤k≤n且(n+1)≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致； 

在上述循环的两种情形中，如果第i个S相功率单元对应的优化 方波脉冲P_i’经循环后成为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”，此时，对第i个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_i’进行反相处理，其互补脉冲 作为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”；i取1-n，m取n+1至2n； 

在上述循环的两种情形中，如果第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’经循环后成为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”，此时，对第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’进行反相处理，其互补脉冲 

作为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”；u取1-n，t取n+1至2n。 

所述方波脉冲开关角计算的方法为等面积法、特定次谐波消除方法。 

在步骤1)得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n之后，用基本方波控制脉冲P₁-P_2n取代步骤3)中的优化方波脉冲P₁’-P_2n’，然后执行步骤3)，即可得到最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”。 

本发明的有益效果为：在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，无需任何电容电压控制措施，本发明实现了MMC各功率单元间有功能量的平均分配和直流电容电压的均衡。 

附图说明

图1为三相模块组合多电平变换器的结构示意图； 

图2a为模块组合多电平变换器功率单元投入状态第一示意图； 

图2b为模块组合多电平变换器功率单元投入状态第二示意图； 

图2c为模块组合多电平变换器功率单元切除状态第一示意图； 

图2d为模块组合多电平变换器功率单元切除状态第二示意图； 

图3为模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法流程图； 

图4a为三电平模块组合多电平变换器的基本方波脉冲示意图； 

图4b为三电平模块组合多电平变换器的第一优化方波脉冲示意图； 

图4c为三电平模块组合多电平变换器的第一最终方波脉冲示意图； 

图5a为三电平模块组合多电平变换器的第二优化方波脉冲示意图； 

图5b为三电平模块组合多电平变换器的第二最终方波脉冲示意图； 

图6为三电平模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方波的第三最终方波脉冲示意图； 

图7a为第一实施例下三电平模块组合多电平变换器的交流输出相电压实验波形示意图； 

图7b为第一实施例下三电平模块组合多电平变换器的直流电容电压实验波形示意图； 

图8a为第二实施例下三电平模块组合多电平变换器的交流输出相电压实验波形示意图； 

图8b为第二实施例下三电平模块组合多电平变换器的直流电容电压实验波形示意图。 

具体实施方式

结合附图对本发明的实施方式作进一步说明： 

图1为(n+1)电平三相模块组合多电平变换器的结构示意图，该模块组合多电平变换器含有2n个A相功率单元、2n个B相功率单元和2n个C相功率单元；第1个A相功率单元至第n个A相功率单元依次串联构成A相上桥臂，第n+1个A相功率单元至第2n个A相功率单元依次串联构成A相下桥臂，A相桥臂由A相上桥臂和A相下桥臂构成；A相上桥臂和A相下桥臂之间通过第一电感1和第二电感2连接，第一电感1和第二电感2之间的公共节点为第一交流输出端A； 

第1个B相功率单元至第n个B相功率单元依次串联构成B相上桥臂，第n+1个B相功率单元至第2n个B相功率单元依次串联构成B相下桥臂；B相桥臂由B相上桥臂和B相下桥臂构成；B相上桥臂和B相下桥臂之间通过第三电感3和第四电感4连接，第三电感3和第四电感4之间的公共节点为第二交流输出端B； 

第1个C相功率单元至第n个C相功率单元依次串联构成C相上桥臂，第n+1个C相功率单元至第2n个C相功率单元依次串联构成C相下桥臂；C相桥臂由C相上桥臂和C相下桥臂构成；C相上桥臂和C相下桥臂之间通过第五电感5和第六电感6连接，第五电感5和第六电感6之间的公共节点为第三交流输出端C； 

第1个A相功率单元、第1个B相功率单元和第1个C相功率单元的第一接线端子相连构成直流母线正极P；第2n个A相功率单元、第2n个B相功率单元和第2n个C相功率单元的第二接线端子相连构成直流母线负极N；n取大于等于1的正整数。 

如图2所示为模块组合多电平变换器的功率单元的工作状态示意图，正常工作过程中模块组合多电平变换器的功率单元具有两种工作状态：图2a和图2b为MMC功率单元的投入状态示意图，在投入状态下，第一开关管T1或第一反并联二极管D1开通，第二开关管T2关断，此时功率单元交流输出端电压均表现为直流电容电压；当电流i流入功率单元时，如图2a所示，电流i通过第一反并联二极管D1流入直流电容C，对直流电容C进行充电；当电流i流出功率单元时，如图2b所示，电流i通过第一开关管T1流出直流电容C，对直流电容C进行放电。 

图2c和图2d为功率单元切除状态示意图，在切除状态下，第二开关管T2或第二反并联二极管D2开通，第一开关管T1关断，此时功率单元交流输出端电压均为零；当电流i流出功率单元时，如图2c所示，电流i通过第二反并联二极管D2流动；当电流i流入功率单元时，如图2d所示，电流i通过第二开关管T2流动。 

如图3所示为一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法流程图，该方法具体包括如下步骤： 

1)S相为A相、B相或C相，针对2n个S相功率单元，执行步骤1)至步骤3)； 

进行方波脉冲开关角计算，形成基本方波脉冲：首先根据模块组合多电平变换器的输出电平数n+1，计算上桥臂中用于合成交流输出阶梯波电压的开关角θ₁-θ_n，以确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元的基本方波控制脉冲的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n，其中α_d＝θ_d，β_d＝π-2θ_d，d取1-n；α_e＝π+θ_e-n，β_e＝π-2θ_e-n，e取n+1至2n；从而形成了第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n；根据控制目标不同，开关角计算常选择等面积法、特定次谐波消除方法等方法实现。 

2)脉冲修正，以减小基本方波控制脉冲P₁-P_2n之间的脉冲宽度差：在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据两个原则对基本方波控制脉冲P₁-P_2n的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n进行修正，得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的优化方波脉冲P₁’-P_2n’；两个原则为一个工频周期内第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的方波脉冲高电平(或者低电平)持续时间相等的原则以及任意时刻A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂中处于投入状态的功率单元总数相等的原则； 

3)对步骤2)中生成的优化方波脉冲P₁’-P_2n’按照以下次序和切换周期进行循环和判断反相调整： 

对优化方波脉冲P₁’-P_2n’重新排列生成第1组合-第n组合；第1组合的排列次序为P₁’-P_2n’，第g组合的排列次序为P_g’-P_n’，P₁’-P_g-1’，P_n+g’-P_2n’，P_n+1’-P_n+g-1’；第n组合的排列次序为P_n’，P₁’-P_n-1’，P_2n’，P_n+1’-P_2n-1’；g为整数且满足1＜g＜n； 

按照P_(g+l)’和P_(n+g+l-1)’互换并反相的原则生成第1’组合-第n’组合；第1’组合的排列次序为 

第g’组合的排列次序为 

第n’组合的排列次序为 

l为整数且满足0≤l≤n-1； 

依次按照第1大组合至第n大组合的循环次序进行各个组合之间的切换调整，进而得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”；第f大组合内部的组合排列次序为：第f组合、第f’组合；f取1-n； 

4)模块组合多电平变换器中，确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”以后，将该最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”分别移相2π/3和4π/3得到其余两相各功率单元的最终方波驱动脉冲。 

所述循环和判断反相调整的过程如下： 

循环分为两种情形，第一种情形是指：在S相上桥臂各功率单元或S相下桥臂各功率单元内部进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平保持不变，即当1≤k≤n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且n+1≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致； 

第二种情形是指：在S相上桥臂各功率单元和S相下桥臂各功率单元之间进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平反 相，即当1≤k≤n且(n+1)≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致； 

在上述循环的两种情形中，如果第i个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_i’经循环后成为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”，此时，对第i个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_i’进行反相处理，其互补脉冲 

作为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”；i取1-n，m取n+1至2n； 

在上述循环的两种情形中，如果第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’经循环后成为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”，此时，对第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’进行反相处理，其互补脉冲 

作为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”；u取1-n，t取n+1至2n。 

如图4a所示，根据独立开关角θ₁和θ₂确定第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元的基本方波控制脉冲的起始角度α₁-α₄和基本脉冲宽度β₁-β₄，其中，α₁＝θ₁，α₂＝θ₂，α₃＝π+θ₁，α₄＝π+θ₂，β₁＝π-2θ₁，β₂＝π-2θ₂，β₃＝π-2θ₁，β₄＝π-2θ₂，从而形成了第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁、P₂、P₃和P₄； 

以下分别对三个实施例进行说明： 

第一个实施例： 

如图4b所示，在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据两个原则对基本方波控制脉冲P₁、P₂、P₃和P₄的起始角度α₁、α₂、α₃和α₄以及基本脉冲宽度β₁、β₂、β₃和β₄进行修正，得到第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’；两个原则为一个工频周期内第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的方波脉冲高电平(或者低电平)持续时间相等的原则以及任意时刻A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂中处于投入状态的功率单元总数相等的原则；优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的脉冲宽度相等，与图4a相比方波脉冲的导通时间明显改善。优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的起始角度α₁’、α₂’、α₃’和α₄’满足以下公式：α₁’＝α₁-2θ₁，α₂’＝α₂，α₃’＝α₃-2θ₁，α₄’＝α₄；优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的基本脉冲宽度β₁、β₂、β₃和β₄均为π+θ₁-θ₂； 

如图4c所示为4倍工频循环频率下三电平MMC方波脉冲循环序列P₁”、P₂”、P₃”和P₄”；该实施例中对优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’进行以下操作：按照P₁’和P₄’互换并反相、P₂’和P₃’互换并反相的原则生成第2组合( 

和 

)，按照P₁’和P₂’互换、P₃’和P₄’互换的原则生成第3组合(P₂’、P₁’、P₄’和P₃’)，按照P₁’和P₃’互换并反相、P₂’和P₄’互换并反相的原则生成第4组合( 

和 

)，依次按照第1组合(P₁’、P₂’、P₃’和P₄’)、第2组合( 

和 

)、第3组合(P₂’、P₁’、P₄’和P₃’)和第4组合( 

和 

)的次序以6倍工频的频率对图4b中的优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’进行循环调整，得到了第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的方波脉冲循环序列P₁”、P₂”、P₃”和P₄”。 

第二个实施例： 

如图5a所示，在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据两个原则对基本方波控制脉冲P₁、P₂、P₃和P₄的起始角度α₁、α₂、α₃和α₄以及基本脉冲宽度β₁、β₂、β₃和β₄进行修正，得到第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’；两个原则为一个工频周期内第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的方波脉冲高电平(或者低电平)持续时间相等的原则以及任意时刻A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂中处于投入状态的功率单元总数相等的原则；优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的脉冲宽度相等，与图4a相比方波脉冲的导通时间明显改善。优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的起始角度α₁’、α₂’、α₃’和α₄’满足以下公式：α₁’＝α₁，α₂’＝α₂，α₃’＝α₃-θ₁-θ₂，α₄’＝α₄-θ₁-θ₂；优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’的基本脉冲宽度β₁、β₂、β₃和β₄均为π； 

如图5b所示，该实施例中对优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’ 进行以下操作：按照P₁’和P₄’互换并反相、P₂’和P₃’互换并反相的原则生成第2组合( 

和 

)，按照P₁’和P₂’互换、P₃’和P₄’互换的原则生成第3组合(P₂’、P₁’、P₄’和P₃’)，按照P₁’和P₃’互换并反相、P₂’和P₄’互换并反相的原则生成第4组合( 

和 

)，依次按照第1组合(P₁’、P₂’、P₃’和P₄’)、第2组合( 

和 

)、第3组合(P₂’、P₁’、P₄’和P₃’)和第4组合( 

和 )的次序以6倍工频的频率对图4b中的优化方波脉冲P₁’、P₂’、P₃’和P₄’进行循环调整，得到了第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的方波脉冲循环序列P₁”、P₂”、P₃”和P₄”。 

第三个实施例： 

在步骤1)得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n之后，用基本方波控制脉冲P₁-P_2n取代步骤3)中的优化方波脉冲P₁’-P_2n’，然后执行步骤3)，即可得到最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”。以下是对应的实施例： 

如图6所示，该实施例中跳过步骤2)，直接采用步骤1)中的基本方波控制脉冲P₁、P₂、P₃和P₄生成第1组合(P₁、P₂、P₃和P₄)，并按照P₁和P₄互换并反相、P₂和P₃互换并反相的原则生成第2组合( 

和 

)，按照P₁和P₂互换、P₃和P₄互换的原则生成第3组合(P₂、P₁、P₄和P₃)，按照P₁和P₃互换并反相、P₂和P₄互换并反相的原则生成第4组合( 

和 

)，依次按照第1组合、第2组合、第3组合和第4组合的次序以6倍工频的频率对图 4a中的基本方波控制脉冲P₁、P₂、P₃和P₄进行循环调整，得到了第1个S相功率单元、第2个S相功率单元、第3个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的方波脉冲循环序列P₁”、P₂”、P₃”和P₄”。 

如图7a所示为第一个实施例下三电平MMC的交流输出相电压实验波形，如图7b所示为第一种实现方式下三电平MMC第1个S相功率单元和第2个S相功率单元对应的直流电容电压V_c1、V_c2实验波形，循环调整频率为18倍频；如图8a所示为第二个实施例下三电平MMC的交流输出相电压实验波形，如图8b所示为第二个实施例下三电平MMC第2个S相功率单元和第4个S相功率单元对应的直流电容电压V_c2、V_c4实验波形，循环调整频率为10倍频；实验结果表明无需任何电容电压控制措施，该模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法实现了MMC各功率单元间有功能量的平均分配和直流电容电压的均衡控制效果，同时输出相电压为典型的三电平阶梯波波形。 

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。 

Claims (4)

1.一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)设定模块组合多电平变换器含有2n个A相功率单元、2n个B相功率单元和2n个C相功率单元；位于上桥臂的第1个A相功率单元至第n个A相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个A相功率单元至第2n个A相功率单元构成2n个A相功率单元，位于上桥臂的第1个B相功率单元至第n个B相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个B相功率单元至第2n个B相功率单元构成2n个B相功率单元，位于上桥臂的第1个C相功率单元至第n个C相功率单元以及位于下桥臂的第n+1个C相功率单元至第2n个C相功率单元构成2n个C相功率单元；n为大于等于1的正整数；

S相为A相、B相或C相，针对2n个S相功率单元，执行步骤1)至步骤3)；

进行方波脉冲开关角计算，形成基本方波脉冲：首先根据模块组合多电平变换器的输出电平数n+1，计算上桥臂中用于合成交流输出阶梯波电压的开关角θ₁-θ_n，以确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元的基本方波控制脉冲的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n，其中α_d＝θ_d，β_d＝π-2θ_d，d取1-n；α_e＝π+θ_e-n，β_e＝π-2θ_e-n，e取n+1至2n；从而形成了第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n；

2)脉冲修正，以减小基本方波控制脉冲P₁-P_2n之间的脉冲宽度差：在保证合成阶梯波输出波形不变的前提下，根据两个原则对基本方波控制脉冲P₁-P_2n的起始角度α₁-α_2n和基本脉冲宽度β₁-β_2n进行修正，得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的优化方波脉冲P₁’-P_2n’；两个原则为一个工频周期内第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的方波脉冲高电平持续时间相等的原则以及任意时刻A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂中处于投入状态的功率单元总数相等的原则；

3)对步骤2)中生成的优化方波脉冲P₁’-P_2n’按照以下次序和切换周期进行循环和判断反相调整：

对优化方波脉冲P₁’-P_2n’重新排列生成第1组合-第n组合；第1组合的排列次序为P₁’-P_2n’，第g组合的排列次序为P_g’-P_n’，P₁’-P_g-1，P_n+g’-P_2n’，P_n+1’-P_n+g-1’；第n组合的排列次序为P_n’，P₁’-P_n-1，P_2n’，P_n+1’-P_2n-1’；g为整数且满足1＜g＜n；

按照

和

互换并反相的原则生成第1’组合-第n’组合；第1’组合的排列次序为

第g’组合的排列次序为

第n’组合的排列次序为

为整数且满足

依次按照第1大组合至第n大组合的循环次序进行各个组合之间的切换调整，进而得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”；第f大组合内部的组合排列次序为：第f组合、第f’组合；f取1-n；

4)模块组合多电平变换器中，确定第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”以后，将该最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”分别移相2π／3和4π／3得到其余两相各功率单元的最终方波驱动脉冲。

2.根据权利要求1所述的一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法，其特征在于，所述循环和判断反相调整的过程如下：

循环分为两种情形，第一种情形是指：在S相上桥臂各功率单元或S相下桥臂各功率单元内部进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平保持不变，即当1≤k≤n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且n+1≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；

第二种情形是指：在S相上桥臂各功率单元和S相下桥臂各功率单元之间进行的优化控制脉冲循环中，对应脉冲的高低逻辑电平反相，即当1≤k≤n且(n+1)≤j≤2n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；当n+1≤k≤2n且1≤j≤n时，循环前第k个S相功率单元的优化方波脉冲P_k’的反相脉冲和循环后第j个S相功率单元的最终方波驱动脉冲P_j”保持一致；

在上述循环的两种情形中，如果第i个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_i’经循环后成为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”，此时，对第i个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_i’进行反相处理，其互补脉冲

作为第m个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_m”；i取1-n，m取n+1至2n；

在上述循环的两种情形中，如果第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’经循环后成为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”，此时，对第t个S相功率单元对应的优化方波脉冲P_t’进行反相处理，其互补脉冲

作为第u个S相功率单元对应的最终方波驱动脉冲P_u”；u取1-n，t取n+1至2n。

3.根据权利要求1所述的一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法，其特征在于，所述方波脉冲开关角计算的方法为等面积法、特定次谐波消除方法。

4.根据权利要求1所述的一种模块组合多电平变换器的方波脉冲循环调制方法，其特征在于，在步骤1)得到第1个S相功率单元至第2n个S相功率单元对应的基本方波控制脉冲P₁-P_2n之后，用基本方波控制脉冲P₁-P_2n取代步骤3)中的优化方波脉冲P₁’-P_2n’，然后执行步骤3)，即可得到最终方波驱动脉冲P₁”-P_2n”。

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