CN102523012A - 无线通信收发*** - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种无线通信收发***，包括无线收发单元、接收处理电路、发射处理电路、双工器和收发天线，其中接收处理电路与发射处理电路均与双工器连接，而双工器与收发天线连接以接收与发射无线信号，其中该双工器的发射通路为低通滤波器，如此可以改善***损耗，从而达到节省耗电的目的，同时也降低了接收处理电路与发射处理电路中的功率放大器需要输出的最大功率，从而达到降低终端散热的目的。

Description

无线通信收发***

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其是一种采用双天线的无线通信收发***。

背景技术

现有的3G/4G FDD(频分双工)终端采用的是全双工设计，因此收发通路会同时工作。传统的射频架构中，双工器(Duplex)是必不可少的设备，它的主要的作用是：(1)将收发通路汇合并为一路；(2)提供收发通路之间的隔离，即衰减发射通路的射频信号在接收频段的噪声，以防止其干扰接收信号。

之所以要在收发通路之间提供隔离，是因为接收通路要求在很微弱的情况下(现在典型为-110dBm)也能工作。而发射通路是高功率通路，可以达到28dBm的强度。由于射频***的非线性，在28dBm的主波情况下，必然存在很强的带外杂散。这些杂散在接收频段如果不加以隔离则会直接馈入接收端，其强度将高于有用的接收信号，从而最终影响接收性能。

典型的FD D移动终端射频结构如图1所示，下面以WCDMA FDD终端为例，分析其接收***的设计：

现有的WCDMA终端典型的接收灵敏度为-110dBm。

其中DPDCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道)的功率为-120.3dBm；

用于WCDMA灵敏度测试的信道编码速率为12.2kbps，其编码增益：10Xlg(3.84MHz/12.2)＝25dB。

WCDAMA的QPSK调制方式解码门限为：5.2dB，需要预留2dB的余量，因此要求解调模块输入信噪比为7.2dB。

因此在解调模块输入端的噪声应该低于：-120.3+25-7.2＝-102.5dBm/3.84MHz＝-168.343dBm/Hz；

考虑到接收机噪声指数典型为5dB，因此要求解调模块输入端的噪声应该低于-173.343dBm/Hz。

而***热噪声KBT＝-200+26.022＝-173.977dBm/Hz＝-108.13dBm/3.84MHz；

其中，K(玻尔兹曼常数)＝1.38x10-20mJ/K，B＝3.84MHz(65.843dB)，T＝290K。

现有典型的放大器输出噪声为：-160dBm/Hz(无线收发信机输出)+28dB(放大器在接收频段的典型放大增益)＝-132dBm/Hz＝-66.16dBm/3.84MHz。

因此典型的双工器至少需要提供173.343-132＝41dB的隔离度，提供了这么大的隔离度，所以现有的双工器的***损耗(Insertion Loss，IL)比较大，尤其是高频并且收发频段接近情况下，***损耗很大。

另请参阅图2所示，为现有典型的WCDMA Band2双工器发射通路的滤波器特性图，从图中可以看出双工器的发射通路实际为一带通滤波器，并且此带通滤波器在比发射频段更低的频段也提供了滤波效果，此种现有的双工器是使用声表面波技术实现的，其***损耗在2.5dB以上，主要原因是发射频段在1850MHz-1910MHz，而接收频段在1930-1990MHz，要求做中心在1950MHz，过渡带只有20MHz的带通滤波器，其难度非常大。

而如此大的***损耗会带来如下问题：

(1)耗电问题：在***损耗大的情况下，为了输出的功率足够，放大器必须提升输出功率，耗电必然增加。

(2)散热问题：功放输出功率增加，耗电增大，必然会产生更大的热量。现有的WCDMA终端的功放发热非常大，会影响电池和用户体验。

(3)成本问题：技术指标高的器件其成本必然上升，从而导致整个终端的成本上升。

发明内容

为了改善这种状况，本发明提供了一种无线通信收发***，用以解决现有技术因使用双工器而导致入损耗大的问题。

为实现上述目的，实施本发明的无线通信收发***包括无线收发单元、接收处理电路、发射处理电路、双工器和收发天线，其中接收处理电路与发射处理电路均与双工器连接，而双工器与收发天线连接以接收与发射无线信号，其中该双工器的发射通路为低通滤波器。

依据上述主要特征，该低通滤波器为多阶电感电容滤波器。

依据上述主要特征，该多阶电感电容滤波器的所有的电感为串联，所有电容为并联形式。

依据上述主要特征，该低通滤波器的内阻为50欧姆。

与现有技术相比较，本发明采用低通滤波器来设计发射通路的滤波架构可以明显改善***损耗，降低了***的***损耗，从而达到节省耗电的目的，同时也降低了接收处理电路与发射处理电路中的功率放大器需要输出的最大功率，从而达到降低终端散热的目的。

附图说明

图1为典型的FDD移动终端射频结构图。

图2为现有典型的WCDMA Band2双工器发射通路的滤波器特性图。

图3为实施本发明的无线通信收发***的功能架构图。

图4为Band IV的低通滤波器的电路图。

图5为图4所示的Band IV的低通滤波器的频率响应曲线。

图6为Band I的低通滤波器的电路图。

图7为图6所示的Band I的低通滤波器的频率响应曲线。

图8为Band II的低通滤波器电路图。

图9为Band II的低通滤波器的频率响应曲线。

具体实施方式

以下结合附图对本发明具体实施方式进行说明。

请参阅图3所示，是本发明实施方式的无线通信收发***的功能架构图，无线通信收发***包括无线收发单元10、接收处理电路11、发射处理电路12、双工器13和收发天线14，其中接收处理电路11与发射处理电路12均与双工器13连接，而双工器13与收发天线14连接以接收与发射无线信号。因本发明主要涉及双工器13的改进，以下重点对双工器13的改进之处进行说明，其他元件的结构与功能在现有技术中多有描述，此处不再赘述。

在具体实施时，该双工器13的发射通路为一低通滤波器。较佳地，该低通滤波器为多阶电感电容滤波器。

请参阅图4所示，为Band IV的低通滤波器电路图，该低通滤波器为多阶电感电容滤波器，左边为发射源，内阻为50欧姆。其截至频率为1750MHz，保证频段IV的发射频段在滤波器通带范围内。该滤波器所有的电感为串联，所有电容为并联形式。图5为图4所示的Band IV的低通滤波器的频率响应曲线，其中横坐标表示频率，范围从1.5GHz到2.2GHz。纵坐标代表***损耗，每格10dB，可以看到上述滤波器在Band IV的发射频段(1710MHz～1755MHz)的***损耗小于0.1dB，而对接收频段(2110～2170MHz)的衰减可达到60dB。

请参阅图6所示，为Band I的低通滤波器的电路图，该滤波器为多阶电感电容滤波器，左边为发射源，内阻为50欧姆，其截至频率为1980MHz，保证频段I的发射频段在滤波器通带范围内。所有的电感为串联，所有电容为并联形式。图7为图6所示的Band I的低通滤波器的频率响应曲线，其中横坐标表示频率，范围从1.8GHz到2.6GHz，纵坐标代表***损耗，每格8dB，可以看到上述滤波器在Band I的发射频段(1920MHz～1980MHz)的***损耗小于0.5dB，而对接收频段(2110～2170MHz)的衰减可达到60dB。

请参阅图8所示，为Band II的低通滤波器电路图，上述滤波器为多阶电感电容滤波器，左边为发射源，内阻为50欧姆，其截至频率为1910MHz，保证频段II的发射频段在滤波器通带范围内。所有的电感为串联，所有电容为并联形式。图9为Band II的低通滤波器的频率响应曲线，横坐标表示频率，范围从1.8GHz到2GHz.纵坐标代表***损耗，每格5dB，可以看到上述滤波器在Band IV的发射频段(1850MHz～1910MHz)的***损耗不超过1.3dB，而对接收频段(1930～1990MHz)的衰减可达到48dB。

由以上的说明可以看出，本发明采用低通滤波器来设计发射通路的滤波架构可以明显改善插损，降低了***插损，从而达到节省耗电的目的，同时也降低了接收处理电路与发射处理电路中的功率放大器需要输出的最大功率，从而达到降低终端散热的目的。

以上的说明是以多阶电感电容滤波器为例进行说明，本技术领域人员应知还可以有其他形式的低通滤波器，此处不再一一说明。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (4)

1.一种无线通信收发***，包括无线收发单元、接收处理电路、发射处理电路、双工器和收发天线，其中接收处理电路与发射处理电路均与双工器连接，而双工器与收发天线连接以接收与发射无线信号，其特征在于：该双工器的发射通路为低通滤波器。

2.如权利要求1所述的无线通信收发***，其特征在于：该低通滤波器为多阶电感电容滤波器。

3.如权利要求2所述的无线通信收发***，其特征在于：该多阶电感电容滤波器的所有的电感为串联，所有电容为并联形式。

4.如权利要求1所述的无线通信收发***，其特征在于：该低通滤波器的内阻为50欧姆。

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