CN102347696B - 一种开关电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源，包括电源输入电路、滤波整流电路、功率因数校正电路和直流变压电路，第一电感线圈耦接于滤波整流电路输出端与功率因数校正电路输入端之间，直流变压电路包含第二电感线圈，第二电感线圈耦合于第一电感线圈，第二电感线圈的首端电性连接第一电容的负极与第二电容的正极，第二电感线圈的尾端电性连接第一二极管的阳极与第二二极管的阴极，第二电容的负极与第二二极管的阳极以及第三电容的负极均模拟接地，第三电容的正极连接于直流变压电路的输出端。本发明能够实现开关电源中PFC电路和直流变压电路的所有功能，并且有效地降低了成本。

Description

一种开关电源
技术领域
本发明涉及电源技术，尤其涉及一种开关电源。
背景技术
电源采用传统的桥式整流和电容滤波电路会使交流输入电流产生严重的波形畸变，向电网注入大量的高次谐波，因此网侧的功率因数不高，仅有0.6左右，并对电网和其它电气设备造成严重谐波污染与干扰。早在上世纪80年代初，人们已对这类装置产生的高次谐波电流所造成的危害引起了关注，1982年国际电工委员会制订了IEC55-2限制高次谐波的规范(后来的修订规范是IEC1000-3-2)，促使众多的电力电子技术工作者开始了对谐波滤波和功率因数校正(简称：PFC)技术的研究，电子电源产品中引入PFC电路，就可以大大提高对电能的利用效率。
从2001年1月1日起强制执行IEC1000-3-2电流谐波限制标准，这个标准对电源吸收的谐波电流规定了一定限制条件，这就要求在设计中大都采用有源PFC电路。现在的带PFC的开关电源，一般分为两级，第一级为PFC电路，其作用是将随交流输入电压变化的脉动直流电压升压成稳定的直流电压，如380V，第二级为直流变压(DC-DC)的开关电源，其作用是将稳定的高电压转换为稳定的低电压，供各级电路负载使用，另外输入部分与滤波整流部分的作用是将交流输入电压滤除高频干扰，整流得到脉动的直流电压，供PFC电路使用。
参考图1，是显示现有技术揭示的开关电源电路图，其包括电源输入电路12、滤波整流电路14、功率因数校正电路16和直流变压电路18，电源输入电路12包括通过火线L和零线N接入市电的电源接口P11，连接在火线L上的保险丝F11；滤波整流电路14包括电感线圈L11、滤波电容CX和桥式整流器DB11，市电经电感线圈L11耦合后通过桥式整流器DB11变为直流电；功率因数校正电路16包括功率因数校正控制器、电感L12、电容C11、二极管D11和金属氧化物半导体场效应管Q11，滤波整流电路14输出的直流电压经过电感L12连接二极管D11阳极并经过电容C11接地，二极管D11的阴极作为功率因数校正电路16的输出端输出电压VPFC_OUT，金属氧化物半导体场效应管Q11连接于二极管D11阳极与地之间，由功率因数校正控制器控制其导通或截止；直流变压电路18包括直流变压器T11、电阻R11、二极管D12和D13、金属氧化物半导体场效应管Q12、电容C12和C13以及直流变压控制器DC-DCCONTROL，功率因数校正电路16的输出端连接直流变压器T11的初级电感线圈连接端2并通过并联的电阻R11和电容C12接二极管D12的阴极，二极管的D12的阳极连接直流变压器T11的初级电感线圈连接端1并通过金属氧化物半导体场效应管Q12接地，金属氧化物半导体场效应管Q12由直流变压控制器控制其导通或截止，直流变压器T11的次级电感线圈连接端3接地、连接端4通过二极管D13和电容C13接地，二极管D13的阴极作为直流变压电路18的输出端输出电压VDC_OUT。
以上现有技术揭示的开关电源中的直流变压电路18电路较为复杂，且需要用到直流变压控制器和金属氧化物半导体场效应管Q12，成本较高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种开关电源，以解决现有技术中存在的电路复杂、成本高昂的问题。
本发明提供一种开关电源，包括电源输入电路、滤波整流电路、功率因数校正电路和直流变压电路，第一电感线圈耦接于滤波整流电路输出端与功率因数校正电路输入端之间，其中，直流变压电路包含第二电感线圈，第二电感线圈耦合于第一电感线圈，第二电感线圈的首端模拟接地，第二电感线圈的尾端电性连接第一电容的负极，第一电容的正极电性连接第一二极管的阳极与第二二极管的阴极，第二二极管的阳极模拟接地，第二二极管的阴极电性连接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极电性连接第二电容的正极，第二电容的负极模拟接地，第二电容的正极连接于直流变压电路的输出端。
所述的开关电源，其中，当所述功率因数校正电路中开关电路导通时，所述第一电感线圈的首端极性为正极，所述第一电感线圈的尾端极性为负极；所述第二电感线圈的首端极性为正极，所述第一电感线圈的尾端极性为负极。
所述的开关电源，其中，所述第二电感线圈经由所述第二二极管对所述第二电容进行充电；所述第二电感线圈经由所述第一电容、所述第三电容以及所述第二二极管对所述第三电容进行充电。
所述的开关电源，其中，所述第一电感线圈与所述第二电感线圈的圈数之比为N∶1。
所述的开关电源，其中，当所述功率因数校正电路中开关电路截止时，所述第一电感线圈的首端极性为负极，所述第一电感线圈的尾端极性为正极；所述第二电感线圈的首端极性为负极，所述第一电感线圈的尾端极性为正极。
所述的开关电源，其中，所述第二电感线圈经由所述第一二极管对所述第一电容进行充电；所述第二电感线圈经由所述第二电容、所述第三电容以及所述第一二极管对所述第三电容进行充电。
所述的开关电源，其中，所述直流变压电路的输出电压与所述功率因数校正电路的输出电压成固定比例。
本发明还提供一种开关电源，包括电源输入电路、滤波整流电路、功率因数校正电路和直流变压电路，第一电感线圈耦接于滤波整流电路输出端与功率因数校正电路输入端之间，其特征在于，所述直流变压电路包含第二电感线圈，所述第二电感线圈耦合于所述第一电感线圈，所述第二电感线圈的首端模拟接地，所述第二电感线圈的尾端电性连接第一电容的负极，所述第一电容的正极电性连接第一二极管的阳极与第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极模拟接地，所述第二二极管的阴极电性连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极电性连接第二电容的正极，所述第二电容的负极模拟接地，所述第二电容的正极连接于所述直流变压电路的输出端。
本发明提供的开关电源在元器件的使用上省去了以往电源结构中所必需的直流变压控制芯片和高压功率场效应管，因此有利于有效缩减成本。本发明能够实现现有技术所揭示开关电源中功率因数校正电路和直流变压电路的电压转换功能。
附图说明
图1是显示现有技术揭示的开关电源电路图。
图2为本发明开关电源较佳实施方式的电路图。
图3是显示金属氧化物半导体场效应管导通时直流变压电路运作示意图。
图4是显示金属氧化物半导体场效应管截止时直流变压电路运作示意图。
图5为本发明提供开关电源另一实施例的电路图。
具体实施方式
为了让本发明的目的、特征、及优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合说明书所附图式，做详细的说明。本发明说明书提供不同的实施例来说明本发明不同实施方式的技术特征。其中，实施例中的各元件的配置是为清楚说明本发明揭示的内容，并非用以限制本发明。且不同实施例中图式标号的部分重复，是为了简化说明，并非意指不同实施例之间的关联性。
参考图2，图2为本发明开关电源较佳实施方式的电路图。本发明提供的开关电源较佳实施方式包括电源输入电路22、滤波整流电路24、功率因数校正电路26和直流变压电路28，电源输入电路22包括通过火线L和零线N接入市电的电源接口P1和连接在火线L上的保险丝F1；滤波整流电路24包括电感线圈L1、滤波电容CX和桥式整流器DB1，市电经电感线圈L1耦合后通过桥式整流器DB1变为直流电，滤波电容CX连接在火线L与零线N之间进行滤波；功率因数校正电路26包括功率因数校正控制器、电容C1、二极管D1和金属氧化物半导体场效应管Q1，二极管D1的阴极连接电容C1的正极并通过电容C1接地，二极管D1的阴极作为功率因数校正电路26的输出端输出直流电压VPFC_OUT，金属氧化物半导体场效应管Q1的漏极连接二极管D1的阳极，源极接地，栅极与功率因数校正控制器连接由其控制导通或截止；直流变压电路28包括二极管D2和D3以及电容C2至C4。其中，直流变压电路28与功率因数校正电路26是通过耦合初级电感线圈与次级电感线圈的方式电性连接。变压器T1的初级电感线圈的连接端1电性连接桥式整流器DB1的阳极，连接端2电性连接场效应管Q1的漏极和二极管D1的阳极，变压器T1次级电感线圈的连接端4电性连接电容C2的负极和电容C3的正极，次级电感线圈的连接端3电性连接二极管D2的阳极和二极管D3的阴极，电容C2的正极、二极管D2的阴极和电容C4的正极相连接，电容C3、二极管D3和电容C4的负极均模拟接地，电容C4的正极作为输出端输出直流电压VDC_OUT。
本发明是在功率因数校正电路26的基础上增加直流变压的功能而实现的功率因数校正和直流变压的二合一开关电源，功率因数校正电路26与现有的电路除电感外，其它结构没有差异，电源输入电路22和滤波整流电路24与现有技术相同，因此对上述电路不再赘述，以下主要对直流变压电路28的工作原理作详细说明。
参考图3，是显示金属氧化物半导体场效应管导通时直流变压电路运作示意图。当功率因数校正电路26正常工作使金属氧化物半导体场效应管Q1导通时，变压器T1初级电感线圈的连接端1处的电压是桥式整流器DB1的输出电压VIN，变压器T1初级电感线圈的连接端2通过金属氧化物半导体场效应场效应管Q1的金属氧化物半导体场效应管的漏级与源级接地，因此变压器T1的初级电感线圈的连接端1与2的电压差为VIN。在金属氧化物半导体场效应管Q1导通期间，从变压器T1初级电感线圈的连接端1流向连接端2的电流ia逐渐增大，其感应电压V1-2在变压器T1的连接端1处为正，连接端2处为负；由于变压器T1的同名端为连接端1和4，因此变压器T1次级电感线圈的连接端4与3间的感应电压V4-3_ON在变压器T1连接端4处极性为正，连接端3处极性为负，次级电感线圈的感应电压V4-3_ON一方面通过二极管D3给电容C3充电，电流为ib，另一方面通过电容C2、电容C4、二极管D3对电容C4充电，电流为ic，在金属氧化物半导体场效应管Q1导通时，电容C3上的电压UC3与此时次级电感线圈上的感应电压V4-3_ON相等，设变压器T1初级电感线圈数与次级电感线圈数之比为N∶1，即：UC3＝V4-3_ON＝V1-2/N＝VIN/N。
继续参考图4，是显示金属氧化物半导体场效应管截止时直流变压电路运作示意图。当功率因数校正电路26正常工作使场效应管Q1截止瞬间，由于电感电流不能突变，因此金属氧化物半导体场效应管Q1截止期间从变压器T1初级电感线圈的连接端1流向连接端2的电流ia逐渐减小，变压器T1感应电压极性改变为连接端2和3的极性为正极，连接端1和4的极性为负极，以此来维持变压器T1两个线圈中的电流不变。在变压器T1的次级电感线圈上的感应电压V4-3_off一方面通过二极管D2给电容C2充电，充电电流为ib，另一方面通过二极管D2、电容C4、电容C3对电容C4充电，充电电流为ic，在金属氧化物半导体场效应管Q1截止时，电容C2上的电压UC2与感应电压V4-3_off相等，即：UC2＝V4-3_off＝(VPFC_OUT-VIN)/N。
总结金属氧化物半导体场效应管Q1导通与截止两个状态，当功率因数校正电路26稳定工作后，直流变压电路28的输出电压VDC_OUT为：
VDC_OUT＝UC4＝UC3+UC2
＝VIN/N+(VPFC_OUT-VIN)/N
＝VPFC_OUT/N
因此，只要保证功率因数校正电路26输出电压VPFC_OUT的稳定，也就保证了直流变压电路28的输出电压VDC_OUT的稳定，达到了本发明的要求。
参考图5，是本发明提供开关电源另一实施例的电路图，在本实施方式中电源输入电路、滤波整流电路和功率因数校正电路未作改变，其连接关系在此不再赘述。其中变压器T1的初级电感线圈的连接端1电性连接桥式整流器DB1的阳极，初级电感线圈的连接端2电性连接金属氧化物半导体场效应管Q1的漏极和二极管D1的阳极，变压器T1的次级电感线圈的连接端3电性连接电容C2的负极，次级电感线圈的连接端4模拟接地，电容C2的正极分别连接二极管D2的阴极和二极管D3的阳极，二极管D2的阳极模拟接地，二极管D3的阴极和电容C3的正极相连接，电容C3的负极模拟接地，电容C3的正极作为输出端输出直流电压VDC_OUT。
与较佳实施方式相同的原理，当功率因数校正电路26正常工作使金属氧化物半导体场效应管Q1导通时，变压器T1初级电感线圈的连接端1处的电压是桥式整流器DB1的输出电压VIN，变压器T1初级电感线圈的连接端2通过金属氧化物半导体场效应场效应管Q1的金属氧化物半导体场效应管的漏级与源级接地，因此变压器T1的初级电感线圈的连接端1与连接端2的电压差为VIN。在金属氧化物半导体场效应管Q1导通期间，从变压器T1初级电感线圈的连接端1流向连接端2的电流逐渐增大，其感应电压V1-2在变压器T1的连接端1处为正极，连接端2处为负极；由于变压器T1的同名端为连接端1和4，因此变压器T1次级电感线圈的连接端4与3间的感应电压V4-3_ON在变压器T1连接端4处的极性为正极，连接端3处的极性为负极，次级电感线圈的感应电压V4-3_ON一方面通过二极管D2给电容C2充电；在金属氧化物半导体场效应管Q1导通时，电容C2上的电压UC2与此时次级电感线圈上的感应电压V4-3_ON相等，设变压器T1初级电感线圈数与次级电感线圈数之比为N∶1，即：UC2＝V4-3_ON＝V1-2/N＝VIN/N。
当功率因数校正电路26正常工作使场效应管Q1截止瞬间，由于电感电流不能突变，因此金属氧化物半导体场效应管Q1截止期间从变压器T1初级电感线圈的连接端1流向连接端2的电流逐渐减小，变压器T1感应电压极性改变为连接端2和3的极性为正极，连接端1和4的极性为负极，以此来维持变压器T1两个线圈中的电流不变。在变压器T1的次级电感线圈上的感应电压V4-3_off一方面通过二极管D3给电容C3充电，在金属氧化物半导体场效应管Q1截止时，电容C3上的电压UC2与感应电压V4-3_off相等，即：UC3＝V4-3_off＝(VPFC_OUT-VIN)/N。
本实施方式与较佳实施方式的工作原理相同，即，当功率因数校正电路26正常工作使金属氧化物半导体场效应管Q1导通时，电容C3上的电压UC3与此时次级电感线圈上的感应电压V4-3_ON相等，UC2＝V4-3_ON＝V1-2/N＝VIN/N；当场效应管Q1截止时，电容C3上的电压UC3与感应电压V4-3_off相等，UC3＝V4-3_off＝(VPFC_OUT-VIN)/N，因此直流变压电路的输出电压VDC_OUT为：
VDC_OUT＝UC2+UC3
＝VIN/N+(VPFC_OUT-VIN)/N
＝VPFC_OUT/N
本发明利用一个PFC控制器和一个变压器T1，实现了现有开关电源中PFC电路和直流变压电路的所有功能，相比传统的电路(见附图1)在元器件方面减少了一个直流变压控制芯片和一个高压功率场效应管，因此本发明的开关电源在成本上与传统的开关电源电路比较降低了30％左右。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡根据本发明所做的均等变化与修饰，都属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种开关电源，包括电源输入电路、滤波整流电路、功率因数校正电路和直流变压电路，第一电感线圈耦接于滤波整流电路输出端与功率因数校正电路输入端之间，其特征在于，所述直流变压电路包含第二电感线圈、第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管及第二二极管，所述第二电感线圈耦合于所述第一电感线圈，所述第二电感线圈的首端电性连接第一电容的负极与第二电容的正极，所述第二电感线圈的尾端电性连接第一二极管的阳极与第二二极管的阴极，所述第一电容的正极、第一二极管的阴极以及第三电容的正极相连接，所述第二电容的负极与所述第二二极管的阳极以及第三电容的负极均模拟接地，所述第三电容的正极连接于所述直流变压电路的输出端。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，当所述功率因数校正电路中开关电路导通时，所述第一电感线圈的首端极性为正极，所述第一电感线圈的尾端极性为负极；所述第二电感线圈的首端极性为正极，所述第一电感线圈的尾端极性为负极。
3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述第二电感线圈经由所述第二电容及所述第二二极管形成闭合回路以对所述第二电容进行充电；所述第二电感线圈经由所述第一电容、所述第三电容以及所述第二二极管形成闭合回路以对所述第三电容进行充电。
4.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述第一电感线圈与所述第二电感线圈的圈数之比为N:1。
5.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，当所述功率因数校正电路中开关电路截止时，所述第一电感线圈的首端极性为负极，所述第一电感线圈的尾端极性为正极；所述第二电感线圈的首端极性为负极，所述第一电感线圈的尾端极性为正极。
6.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述第二电感线圈经由所述第一二极管及所述第一电容形成闭合回路以对所述第一电容进行充电；所述第二电感线圈经由所述第二电容、所述第三电容以及所述第一二极管形成闭合回路以对所述第三电容进行充电。
7.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述直流变压电路的输出电压与所述功率因数校正电路的输出电压成固定比例。
8.一种开关电源，包括电源输入电路、滤波整流电路、功率因数校正电路和直流变压电路，第一电感线圈耦接于滤波整流电路输出端与功率因数校正电路输入端之间，其特征在于，所述直流变压电路包含第二电感线圈、第一电容、第二电容、第一二极管及第二二极管，所述第二电感线圈耦合于所述第一电感线圈，所述第二电感线圈的首端模拟接地，所述第二电感线圈的尾端电性连接第一电容的负极，所述第一电容的正极电性连接第一二极管的阳极与第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极模拟接地，所述第二二极管的阴极电性连接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极电性连接第二电容的正极，所述第二电容的负极模拟接地，所述第二电容的正极连接于所述直流变压电路的输出端。
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