CN102340259A - 基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法 - Google Patents

Abstract

基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，涉及电力电子领域内并网型逆变设备的电流跟踪控制方法领域，是在每周期进行输出电流调控时，通过采样直流侧电压瞬时值、电网电压瞬时值，通过对逆变器不同开关状态下有效瞬时电流矢量的作用分析，得出瞬时电流位移因子的控制公式，并推算出该时刻各有效瞬时电流位移因子的作用时间，利用DSP芯片PWM外设功能，通过脉宽调制手段在下一调控周期内实现对不同瞬时电流位移因子作用时间的控制，完成当前瞬时电流矢量向下一时刻指令瞬时电流矢量的转移，从而实现输出电流跟踪指令电流的控制目标。本发明应用方便、运算简单、电流跟踪响应速度快、偏差小，与传统方法相比有很大的优越性。

Description

基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法

技术领域

本发明涉及现代电力电子领域内并网型逆变设备的电流跟踪控制方法技术领域，特别是基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法。

背景技术

对于诸如APF(电力有源滤波器)、SVG(静止型无功发生器)、光伏及风力等新能源发电逆变并网设备等类型的逆变装置来说，其输出端经串联电抗器直接接入电网，输出端电压通过电网电压支撑，这类装置的功能主要通过精确、快速地控制输出电流跟踪指令电流来实现。不同类型的并网型逆变装置指令电流的产生方法不同，但在指令电流产生后都存在如何有效控制实际输出电流跟踪指令电流的问题，该环节从很大程度上直接影响着整套并网逆变装置的最终性能指标。传统的电流跟踪控制方法包括典型的电流滞环控制、电压空间矢量控制以及一些变形的方法，这种种传统方法实质上都需要主控***对实际的输出电流进行实时的检测并通过与指令电流的比较确定逆变电路开关状态，这就对逆变装置主控***数据处理速度提出了很高的要求，以20KHZ的开关频率为例，要求主控***电流比较控制频率至少为40KHZ，即每隔25us进行一次输出电流调控，加上装置需要进行的指令电流运算及其他必须的数据处理，如此快的速度要求即使使用高速DSP芯片也难以满足，而过低的开关速度会导致输出电流偏差增加、输出电流波形变坏，输出电抗器增大、设备成本增加、输出电流响应速度降低，所以采用传统电流跟踪控制方法的设备从提升电流响应速度、改善输出电流波形质量、减小并联电抗器体积、重量等方面考虑，大都不得不增加专门电路或芯片来满足对电流调控速度的要求。

发明内容

本发明目的是针对以上不足之处，提供一种基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案是：基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，包括以下步骤：1)、采样直流侧电压瞬时值、工频电网电压瞬时值；2)、对逆变电路的不同工作状态进行分析，得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量；3)、对步骤2)得出的可控电流矢量处理，相应地得出瞬时电流位移因子；4)、根据步骤3)得出的瞬时电流位移因子，计算需要的作用时间，对实际电流进行脉宽调制；5)、启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期ts设置PWM的周期参数，根据步骤4)所述的脉宽调制方法得出的数值设置PWM脉冲宽度，这样在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

作为进一步的改进，所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法还包括倍频PWM的控制步骤。所述倍频PWM的控制步骤是在一个周期内控制两个电流位移因子分别交替作用两次，每次作用时间是原来的1/2。

作为进一步的改进，步骤2)所述的可控电流矢量的得出方法为：逆变电路的工作状态1：输出电流为正向、T1管导通，E1放电时设此时E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流当前数值为ic，T1管导通时间为Trp，可以得出Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp；逆变电路的工作状态2：输出电流为正向、T1管关断，设此时E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T1管不导通时间为Tdp，可以得出Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp；逆变电路的工作状态3：输出电流为负向、T2管导通，E2放电，设此时E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T2管导通时间为Trn，可以得出Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn；逆变电路的工作状态4：输出电流为负向、T2管关断，设此时E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T2管不导通时间为Tdn，可以得出Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn。

作为进一步的改进，步骤3)所述的瞬时电流位移因子的得出方法为定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，根据步骤2)得出的可控电流矢量的表达式相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式：

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc     在输出电流为正、仍需正向增大时选用；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc    在输出电流为正、需正向减小时选用；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc    在输出电流为负、仍需反向增大时选用；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc     在输出电流为负、需反向减小时选用。

作为进一步的改进，步骤4)所述的脉宽调制方法为k时刻实际电流可通过实时采样获得，记为i(k)；期望的k+1时刻电流值记为i(k+1)，根据步骤3)得出的瞬时电流位移因子的定义式可知：

当输出电流为正时，假设T1管的开通时间为t1，T1管的关断为t2，列得以下一组方程式

δic_rp*t1+δic_dp*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

考虑开通驱动延时t0，实际T1管的驱动时间应为

T1_on＝t1+t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_dp*ts)/(δic_rp-δic_dp)+t0；

当输出电流为负时，假设T2管的开通时间为t1，T2管的关断时间为t2，列得以下一组方程式

δic_rn*t1+δic_dn*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

为方便实现PWM控制，考虑在逆变电路中T1、T2采用互补导通的驱动方法，计入开通延时t0的影响可以得出

T1_on＝t2-t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_rn*ts)/(δic_dn-δic_rn)-t0；

又因：δic_rp＝δic_dn＝δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；

δic_dp＝δic_rn＝δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

可得出：

t1_on＝(i(k+1)-i(k)-δic_d*ts)/(δic_r-δic_d)+λ*t0

其中

λ＝1    i(k)＞＝0

λ＝-1   i(k)＜0

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc。

本发明的有益效果在于：本发明所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，在每周期进行输出电流调控时，通过采样直流侧电压瞬时值、工频电网电压瞬时值，利用本发明给出的瞬时电流位移因子的控制公式得出该时刻各有效瞬时电流位移因子，利用DSP芯片PWM外设功能，通过脉宽调制手段在下一调控周期内实现对不同瞬时电流位移因子作用时间的控制，完成当前瞬时电流矢量向下一时刻指令瞬时电流矢量的转移，从而实现输出电流跟踪指令电流的控制目标。在此基础上，本发明进一步提出倍频PWM电流跟踪控制改进算式及工程应用方法来提高开关频率、改善电流跟踪精度。

两电平APF仿真实验的数据如下：

实验一：

设调控周期ts＝100us

采用传统电流跟踪控制方法：以10KHZ的开关频率为例，要求主控***电流比较控制频率至少为20KHZ，即每隔50us进行一次输出电流调控，实际可用的脉冲宽度只有(0、0.5、1)这三个点；

采用本发明提出的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法：以10KHZ的开关频率为例，主控***只需DSP每100us(10KHZ)进行一次输出电流的调控，借助DSP的PWM外设功能即可获得10KHZ的开关频率，脉冲宽度可根据控制需要在区间(0，ts)上取值。

实验二：

采用传统电流跟踪控制方法：以20KHZ的开关频率为例，要求主控***电流比较控制频率至少为40KHZ，即每隔25us进行一次输出电流调控；

采用本发明提出的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法：以20KHZ的开关频率为例，主控***只需每100us(10KHZ)进行一次输出电流的调控，采用本发明提出的倍频PWM控制方法，借助DSP的PWM外设功能即可获得20KHZ的开关频率。

通过以上的实验证明，该发明提出的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法应用方便、运算简单、电流跟踪响应速度快、偏差小，在工程实现的难易度及控制精度上都比传统方法有很大的优越性。

附图说明

图1是三相电力有源滤波器应用示意图；

图2是三相电力有源滤波器的单相桥臂示意图；

图3是瞬时电流矢量图；

图4是本发明的PWM电流跟踪控制方法示意图；

图5是本发明的倍频PWM电流跟踪控制方法示意图。

具体实施方式

在并网型逆变装置中，逆变器的输出电流是最直接、最重要的控制目标，本发明提出的新型控制方法可直接实现对实时电流的有效控制，使相应的逆变***具有很快的输出电流响应速度及调控精度。下面以典型的两电平3桥臂电力有源滤波装置为例说明该发明的技术思路；本发明所提出的方法可以很容易推广应用到其它型式的并网型逆变装置中。

如图1所示，给出三相电力有源滤波器应用示意图，为分析方便，下面给出本文中一些常用符号的定义：

us--并网点电压；

is--电源侧电流；

if--负载侧电流；

ic--APF输出补偿电流；

Vdc--APF直流侧总电压；

Ve1--电容器E1端电压；

Ve2--电容器E2端电压；

Lc--APF输出串联电抗。

APF基本工作原理简述：

设各端电流均以指向负载侧为正方向，有is+ic＝if成立，即is＝if-ic；

由于非线性负载的原因，在负载电流中包含谐波及无功分量，可将负载电流分解为：

if＝if1p+if1q+∑ifh

式中if1p为负载电流中的基波有功分量，

if1q为负载电流中的基波无功分量，

∑ifh为各次谐波电流的叠加。

根据不同的补偿规则，当控制APF输出电流ic＝∑ifh时，可以得到：

is＝if-ic＝if1p+if1q+∑ifh-∑ifh＝if1p+if1q

通过上式可以看出，在此控制规则下，经过补偿后的电源侧电流只包含基波有功和无功分量，已无谐波成份。

当调整控制规则，控制APF输出电流ic＝∑ifh+if1q时，可以得到：

is＝if-ic＝if1p+if1q+∑ifh-∑ifh-if1q＝if1p

可以看出，此时电源侧电流只包含基波有功分量，已无基波无功及谐波成份。

如图2所示，采用单相简化电路详细分析不同状态下的电流变化特征。考虑到电流调控周期Ts很小，一般为100us及以下，设定在一个调控周期内电容器端电压Ve1、Ve2及电源侧工频电压瞬时值保持不变，串联电抗器在工作工程中不饱和。实际上，这种假设在E1、E2容量选取合适、电抗器容量选取正确的情况下是完全合理的。

下面以单相桥臂为例详细分析在逆变电路不同工作状态下输出电流的变化情形。

状态1：输出电流为正向、T1管导通，E1放电，输出电流正向增大，T1管的开通时间决定输出电流的变化，设此时E1端电压为Ve1(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流当前数值为ic(k)，T1管导通时间为Trp，可以得出：

ic(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp

记为：Δic_rp(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp

状态2：输出电流为正向、T1管关断，输出电流正向幅值减小，通过续流管D2向E2充电；此状态下，T2管开通与否对输出电流的变化无影响，设此时E2端电压为Ve2(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，T1管不导通时间为Tdp，可以得出：

ic(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp

记为：Δic_dp(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp

状态3：输出电流为负向、T2管导通，E2放电，输出电流反向幅值增大，T2管的导通时间决定输出电流的变化。设此时E2端电压为Ve2(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，T2管导通时间为Trn，可以得出：

ic(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn

记为：Δic_rn(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn

状态4：输出电流为负向、T2管关断，输出电流反向幅值减小，经T1的并联续流管D1给E1充电，此时，T1管是否导通对输出电流并无影响。设此时E1端电压为Ve1(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，T2管不导通时间为Tdn，可以得出：

ic(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn

记为：Δic_dn(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn

如图3所示，i(k+1)为k+1时刻瞬时电流矢量，i(k)为k时刻瞬时电流矢量，Δi(k+1)即为控制瞬时电流矢量i(k)到达i(k+1)的附加电流矢量。通过以上分析得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量组合算式：

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp    输出电流为正时T1管导通有效，输出电流正向增大；

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp   输出电流为正时T1管关闭有效，输出电流正向减小；

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn   输出电流为负时T2管导通有效，输出电流反向增大；

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn    输出电流为负时T2管关闭有效，输出电流反向减小；

在调控周期Ts足够短、直流侧电容器E1、E2容量合理及输出电抗器Lc不发生饱和的情况下，以上四个瞬时电流矢量的作用完全决定了输出电流的变化。实际上在以上四个瞬时电流矢量中，当输出电流处于不同极性时只有其中的两个电流矢量是有效的，而每一个瞬时电流矢量又与逆变器的开关状态相对应，这充分表明了以上瞬时电流矢量的可控性。

为方便工程应用，将四个可用于瞬时电流矢量控制的可控电流矢量表达式

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn

进一步处理，定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式，下面分别对各瞬时电流位移因子的作用进行说明。

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc    在输出电流为正、仍需正向增大时选用，T1管导通后即有效，电流正向增大量取决于该矢量作用时间，记为tpr；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc   在输出电流为正、需正向减小时选用，T1管关闭后即有效，电流正向减小量取决于该矢量作用时间，记为tpd；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc   在输出电流为负、仍需反向增大时选用，T2管导通后即有效，电流反向增大量取决于该矢量作用时间，记为tnr；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc    在输出电流为负、需反向减小时选用，T2管关闭后即有效，电流反向减小量取决于该矢量作用时间，记为tnd；

以上四式标记为2-2-1组合算式

从以上四个公式来看出：

δic_rp＝δic_dn，δic_dp＝δic_rn

2-2-1组合算式可以简记为：

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc     使原电流向正轴上方移动；

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc    使原电流向负轴下方移动；

以上两式标记为2-2-2组合算式

实际上在对逆变电路采用互补导通控制方法时，只有两个独立的瞬时电流位移因子，此处分开是考虑在互补导通控制时为防止上、下管直通为每个管子增加了开通驱动延时t0，而t0的影响在不同的状态下是不同的。从后面的分析可以看出，此处按四个位移因子做分析可以使对t0的补偿处理更容易理解。

从2-2-1组合算式来看，Ve1、Ve2、Us的瞬时值及Lc四个参数唯一地决定了瞬时电流位移因子，在任一特定的调制周期内电流变化量完全取决于位移因子的作用时间，可记为：Δic＝δic*t t∈(0，ts)。在实际应用中总是通过有效手段控制Ve1及Ve2为稳定的直流电压，并且幅值高于Us的峰值，Lc可视为常数，因此上面列式中Ve1-Us及Ve2+Us的瞬时值总是为正，数值大小跟随Us的变化而呈周期性变化。

在并网型逆变电路中，只要调制周期足够短、储能电容容量足够大、输出电抗器不饱和，可以近似认为该周期内不同开关状态下的电流位移因子在一个调控周期内保持不变，瞬时电流的变化量完全取决于电流位移因子的作用时间；在某一特定的调制周期内，当输出电流为正时，有且仅有两种电流位移因子有效。当控制T1管导通时，输出电流正向增大，电流位移因子ic_rp表征了电流上升速度；当控制T1管关断后，不管T2管是否开通，输出电流都将呈正向减小趋势，电流位移因子ic_dp表征了电流下降速度；在某一特定的调制周期内，当输出电流为负时，有且仅有两种电流位移因子有效。当控制T2管导通时，输出电流反向增大，电流位移因子ic_rn表征了输出电流反向上升速度；当控制T2管关断后，不管T1管是否开通，输出电流都将呈反向减小趋势，电流位移因子ic_dn表征了电流下降速度。

如右图4所示，在k时刻，通过指令电流运算程序获得期望的k+1时刻电流值记为i(k+1)，k时刻实际电流可通过实时采样获得，记为i(k)；电流跟踪控制的目标就是在下一个调制周期内通过对逆变电路开关状态的有效控制使i(k)转移至i(k+1)。

根据上述2-2-1组合算式可得出：

当输出电流为正时，只有δic_rp及δic_dp两个电流位移因子起作用，假设δic_rp的作用时间即T1管的开通时间为t1，δic_dp的作用时间即T1管的关断为t2，列得以下一组方程式：

δic_rp*t1+δic_dp*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

可以求得：t1＝(i(k+1)-i(k)-δic_dp*ts)/(δic_rp-δic_dp)

考虑开通驱动延时t0，实际T1管的驱动时间应为：

T1_on＝t1+t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_dp*ts)/(δic_rp-δic_dp)+t0(式3-1-1)

当输出电流为负时，只有δic_rn及δic_dn两个电流位移因子起作用，假设δic_rn的作用时间及T2管的开通时间为t1，δic_dn的作用时间及T2管的关断时间为t2，列得以下一组方程式：

δic_rn*t1+δic_dn*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

可以求得：t2＝(i(k+1)-i(k)-δic_rn*ts)/(δic_dn-δic_rn)

为方便实现PWM控制，考虑在逆变电路中T1、T2采用互补导通的驱动方法，计入开通延时t0的影响可以推出：

T1_on＝t2-t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_rn*ts)/(δic_dn-δic_rn)-t0(式3-1-2)

又因：δic_rp＝δic_dn＝δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；

δic_dp＝δic_rn＝δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

以上3-1-1及3-1-2算式可合并为：

t1_on＝(i(k+1)-i(k)-δic_d*ts)/(δic_r-δic_d)+λ*t0

(式3-1-3)

其中

λ＝1     i(k)＞＝0

λ＝-1    i(k)＜0

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc

式3-1-3给出完整的一组用于实时电流跟踪控制的脉宽调制算式。进行实际工程应用时，选用DSP为中央处理单元，启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期ts设置PWM的周期参数，按3-1-3式计算出的数值设置PWM脉冲宽度，这样在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

如图5所示，采用式3-1-3的算法，可以实现k时刻电流矢量i(k)经A-D-F的路径在k+1时刻向i(k+1)的转移。图中AF为跟踪过程偏差最小的转移路径，也是最理想的转移路径。三角形ΔADF的面积可用来表征转移过程偏差，当然为更好地改善跟随效果、减小偏差，应尽量减小三角形ΔADF的面积。通过前几节的理论阐述可以看出，在调制周期ts固定后，三角形ΔADF的面积即电流跟踪过程偏差是由直流侧电压(Ve1、Ve2)、电源侧电压Us及输出串联电抗器Lc来决定的，在某些情况下适当降低直流侧电压或增大电抗器Lc会从一定程度上改善电流跟踪误差，但由此会导致电流跟随能力的降低。

本发明在以上的基础上进一步提出倍频PWM的控制思想，如图5所示，通过在一个ts周期内控制两个电流位移因子分别交替作用两次，每次作用时间是原来的1/2，输出电流将按照A-B-C-E-F路径由k时刻的A点转移至k+1时刻的F点，完成电流跟踪控制目标。跟踪过程偏差为ΔABC与ΔCEF的面积之和，显然要比ΔADF的面积小很多，电流跟踪精度得以进一步提高。采用倍频PWM控制方法后，主控***进行指令电流、有效瞬时电流位移因子及作用时间的计算周期仍保持为ts不变，只是在进行PWM外设的参数配置时进行简单修改即可实现，当然这是以提高逆变电路开关频率为代价的，并且由于逆变电路开关元件的开关次数增加，相应的开通延时补偿量需进行调整。设需要的倍频次数为n，式3-1-3相应变化为更加一般性公式：

t1_on＝(i(k+1)-i(k)-δic_d*ts)/(δic_r-δic_d)+λ*n*t0(式3-2-1)

其中

λ＝1     i(k)＞＝0

λ＝-1    i(k)＜0

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc

在实际工程应用中选用n次倍频控制方案后，对DSP的PWM外设进行设置时，PWM周期改按ts/n配置，脉冲宽度按t1_on/n设置后，无需DSP额外的干预即可方便地得以实现，所以采用本发明提出的算法后，在不增加主控单元运算量情况下可以很容易地根据实际需要提升逆变电路的开关频率。

Claims (6)

1.基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：包括以下步骤

1)、采样直流侧电压瞬时值、工频电网电压瞬时值；

2)、对逆变电路的不同工作状态进行分析，得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量；

3)、对步骤2)得出的可控电流矢量处理，相应地得出瞬时电流位移因子；

4)、根据步骤3)得出的瞬时电流位移因子，计算需要的作用时间，对实际电流进行脉宽调制；

5)、启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期ts设置PWM的周期参数，根据步骤4)所述的脉宽调制方法得出的数值设置PWM脉冲宽度，这样在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

2.根据权利要求1所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法还包括倍频PWM的控制步骤。

3.根据权利要求2所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：所述倍频PWM的控制步骤是在一个周期内控制两个电流位移因子分别交替作用两次，每次作用时间是原来的1/2。

4.根据权利要求1所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：步骤2)所述的可控电流矢量的得出方法为

逆变电路的工作状态1：输出电流为正向、T1管导通，E1放电时设此时E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流当前数值为ic，T1管导通时间为Trp，可以得出

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp

逆变电路的工作状态2：输出电流为正向、T1管关断，设此时E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T1管不导通时间为Tdp，可以得出

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp

逆变电路的工作状态3：输出电流为负向、T2管导通，E2放电，设此时E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T2管导通时间为Trn，可以得出

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn

逆变电路的工作状态4：输出电流为负向、T2管关断，设此时E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，T2管不导通时间为Tdn，可以得出

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn。

5.根据权利要求4所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：步骤3)所述的瞬时电流位移因子的得出方法为

定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，根据步骤2)得出的可控电流矢量相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc     在输出电流为正、仍需正向增大时选用；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc    在输出电流为正、需正向减小时选用；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc    在输出电流为负、仍需反向增大时选用；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc     在输出电流为负、需反向减小时选用。

6.根据权利要求5所述的基于瞬时电流直接控制的新型脉宽调制电流跟踪控制方法，其特征在于：步骤4)所述的脉宽调制方法为

k时刻实际电流可通过实时采样获得，记为i(k)；期望的k+1时刻电流值记为i(k+1)，根据步骤3)得出的瞬时电流位移因子的定义式可知：

当输出电流为正时，假设T1管的开通时间为t1，T1管的关断为t2，列得以下一组方程式

δic_rp*t1+δic_dp*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

考虑开通驱动延时t0，实际T1管的驱动时间应为

T1_on＝t1+t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_dp*ts)/(δic_rp-δic_dp)+t0；

当输出电流为负时，假设T2管的开通时间为t1，T2管的关断时间为t2，列得以下一组方程式

δic_rn*t1+δic_dn*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝ts

为方便实现PWM控制，考虑在逆变电路中T1、T2采用互补导通的驱动方法，计入开通延时t0的影响可以得出

T1_on＝t2-t0＝(i(k+1)-i(k)-δic_rn*ts)/(δic_dn-δic_rn)-t0；

又因：δic_rp＝δic_dn＝δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；

δic_dp＝δic_rn＝δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

可得出：

t1_on＝(i(k+1)-i(k)-δic_d*ts)/(δic_r-δic_d)+λ*t0

其中

λ＝1     i(k)＞＝0

λ＝-1    i(k)＜0

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc。

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