CN102334321A - 功率可管理的光ofdm收发器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及光传输***的领域。具体而言，本发明涉及用于以功率优化的方式调整光OFDM传输***的***和方法。提供了一种以总比特率进行操作的光OFDM发射器(310)。光OFDM发射器(310)包括与N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联的可调映射单元(314)，用于将数字输入信号(360)的M比特映射到一个星座点，从而产生对应的OFDM子载波的子载波信号。此外，光OFDM发射器(310)包括可调变换单元(315、316)，用于对该子载波信号进行变换以产生电输出信号。另外，OFDM发射器包括电光转换器(324、325)，用于将该电输出信号转换成光输出信号。最后，OFDM发射器包括控制单元(311、312)，用于选择OFDM子载波数量N和比特数量M，以使得相对于该总比特率来说，该OFDM发射器(310)的电功耗最小化，并且用于根据所选择的数量M和N来调整该可调映射单元(314)和该可调变换单元(315、316)。

Description

功率可管理的光OFDM收发器
技术领域
本发明涉及光传输***领域。具体而言，本发明涉及用于以功率优化方式调整光OFDM传输***的***和方法。
背景技术
在近期和中期的未来，预计40Gb/s、100Gb/s乃至高达1Tb/s的收发器将基于相干检测并且与数字信号处理(DSP)相结合。该技术就其触及范围来说展现了非常高的性能，即高失真容忍度和高灵敏度，但是该优点伴随着高的功率消耗和功率耗散。
通常，对于传输信道条件和比特率要求，针对最坏情况设计网络资源，因此，使用“高端”收发器。在用于相干传输***的那些收发器的普通电子布局中，功率集中的***元件例如DSP(数字信号处理器)、ADC(模数转换器)、DAC(数模转换器)和用于调制器的驱动放大器被设计为针对最大可达带宽。然而，该最大带宽确定传输***的功耗水平。在典型的光OFDM收发器中，在使用需求较低(即，“低端”)的情况下，不可能改变到降低的功耗。
发明内容
本发明所提出的光OFDM收发器和对应的OFDM接收器使得能够控制功耗和触及范围/比特率之间的折衷。因此，能够基于可用的和需要的网络资源，以能够优化功率的方式，调整并且自动重新配置网络。通过减少OFDM收发器和接收器的功耗，减少了网络的与能量相关的操作成本。此外，提高了网络元件的可靠性，并且放松了对中央局中的机柜、支架和隔板的平均冷却要求。
根据本发明的第一方案，提供了以总比特率进行操作的光OFDM发射器或收发器。该OFDM发射器包括与N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联的映射单元，该映射单元用于将数字输入信号的M比特映射到一个星座点，从而产生对应的OFDM子载波的子载波信号。作为实例，OFDM发射器还可以包括用于将M个比特的块从数字输入信号中分离的串并单元。然后，该映射单元利用星座将该M个比特的块映射到子载波信号的符号。星座是由调制方案，例如PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)，来定义的。在典型的OFDM发射器中，数字输入信号的连续块被映射到符号。以顺序并且循环的方式将这些符号分配给N个OFDM子载波，即，将第一块、第(N+1)块、第(2N+1)块等等分配给第一OFDM子载波。将第二块、第(N+2)块、第(2N+2)块等等分配给第二OFDM子载波，依次类推。通过这种方式获得了包括符号的子载波信号，其中每个符号表示数字输入信号的M个比特。
OFDM发射器还包括可调变换单元，用于变换N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波的子载波信号以产生电输出信号。该变换单元典型地执行快速傅立叶逆变换，以将OFDM子载波信号从频域变换到时域。该变换单元是可调的，即，可以将变换的阶数，即快速傅立叶逆变换的阶数，调整为任意N值。该变换单元还可以包括并串单元，其将N个时域信号合并成电输出信号。应该注意到，典型地，该电输出信号是复信号，其包括两个信号分量，即实部信号分量和虚部信号分量。
此外，该OFDM发射器可以包括数模转换器，用于将该电输出信号的数字版本转换成该电输出信号的模拟版本。通常对该电输出信号的实部分量和虚部分量独立地执行该数模转换。该电输出信号的模拟版本然后可以通过功率放大器，该功率放大器用于放大该电输出信号。
光OFDM发射器还包括电光转换器，其用于将该电输出信号(例如该放大的电输出信号的模拟版本)转换成光输出信号。典型地，通过在光调制器中用该电输出信号调制光信号来执行到光域的转换。
此外，该OFDM发射器包括控制单元，其用于设置OFDM子载波的数量N和比特数量M，以使得相对于总比特率该OFDM发射器的电功耗最小化。该控制单元还用于根据所选择的数量M和N来调整该可调映射单元和该可调变换单元。换句话说，该控制单元可以考虑OFDM信号的总比特率并且可以选择满足该总比特率要求并且将OFDM发射器的功耗最小化的一对参数N和M。该控制单元然后使得该可调映射单元使用用于将M个比特映射到一个符号的星座，并且该控制单元使得该可调变换单元应用N阶变换，例如傅立叶逆变换。
应该注意到，该控制单元还可以从外部单元，例如从控制或管理平面或从对应的OFDM接收器，接收与最佳参数对N和M相关的信息。为了交换(即发送和接收)与参数N和M相关的信息，OFDM发射器还可以包括参数传输单元或参数交换单元，参数传输单元或参数交换单元以类似于下文针对对应的OFDM接收器所述的参数传输单元的方式工作。可以与对应的OFDM接收器和/或控制或管理平面交换与参数N和M相关的信息。
当选择参数N和M时，除了总比特率之外，还可以考虑其他约束条件特别是光传输信道的传输条件。这些传输条件影响发射的OFDM信号的误比特率。传输条件典型地取决于该光传输信道的长度和由该光传输信道引起的失真(如色度色散、偏振模色散等等)。通常需要选择参数N和M以使得发射的OFDM信号的误比特率(BER)低于某个预定阈值(例如10-3)。该BER结合前向纠错(FEC)解码器然后可能产生可接受的低的FEC后BER，例如10-15。
根据本发明的另一个方案，光OFDM发射器包括可调功率放大器，其可被调整为适应该电输出信号的带宽。选择OFDM子载波的数量N和比特数量M以使得该可调功率放大器的电功耗最小化。该功率放大器通常是OFDM发射器中最突出的功耗源。其功耗极大地取决于要被放大的信号的带宽。因此，选择将该电输出信号的带宽最小化的参数对N和M同时仍然满足关于总比特率并且可能满足目标误比特率的要求可能是有益的。
典型地，功率放大器的带宽由其截止频率或其转换频率来定义，其中截止频率是放大器增益相对于工作增益下降-3dB的频率，转换频率是放大器增益下降到0db的频率。截止频率和转换频率两者都取决于功率放大器的偏置电流，并且可以通过增加该偏置电流来增加截止频率和转换频率。然而，增加偏置电流导致功率放大器的功耗增加。作为实例，在可调功率放大器中，偏置电流可以是可调整的，以便将该功率放大器的截止频率调整为适应该电输出信号的带宽。
由于该可调功率放大器的功耗随着该电输出信号的带宽而增加，所以还可以选择OFDM子载波的数量N和比特数量M以使得该电输出信号的带宽最小化。
根据本发明的另一个方案，将电功耗最小化以使得对于N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波的确定的子载波传输条件并且对于目标误比特率，选择最大可能比特数量M。换句话说，当考虑到光传输信道的传输条件并且特别是给定OFDM子载波的传输条件时，则选择能够使得将最大可能比特数量M个比特映射到一个OFDM子载波符号同时仍然满足目标误比特率的星座或调制方案。作为实例，可以通过使用经过该光传输信道发射的训练序列和/或导频子载波来确定OFDM子载波或完整的光传输信道的传输条件。在该OFDM接收器处，针对多个星座测量发射的训练序列的误比特率。然后选择允许最大可能M值并且仍然满足目标误比特率的星座。
可以如下将该电功耗最小化：针对该OFDM发射器所操作的总比特率并且针对目标误比特率，将OFDM子载波的数量N最小化。应该注意到，通常OFDM子载波之间的子载波间隔是恒定的，即两个相邻的OFDM子载波之间的带宽间隔是恒定的。如果OFDM子载波的数量N减少并且子载波间隔保持不变，那么N个OFDM子载波的总带宽相应地降低。换句话说，由于OFDM子载波的数量最小化，所以OFDM信号的带宽可以降低。如上所述，该降低的带宽可以减少OFDM发射器的组件(特别是功率放大器)的功耗。应该注意到，典型地，OFDM子载波的数量N的最小化伴随着比特数量M的最大化。
该OFDM发射器还可以包括可调数模转换器。对于该可调数模(D/A)转换器，处理或转换速率可被调整为适应电输出信号的带宽。对于带宽降低的信号，D/A转换器的处理(即采样)速率可以降低，从而也降低了D/A转换器的功耗。
OFDM发射器还可以包括循环扩展单元。该循环扩展单元典型地被放置在该变换单元的下游和该数模转换器的上游。其可用于将循环前缀样本***到数字输出信号，以避免符号间干扰。通常，使用数字信号处理器来实现该循环扩展单元，对于该数字信号处理器而言功耗取决于处理速率。因此，处理速率降低可以使得该数字信号处理器中的功耗降低。
如上所述，参数对M和N的选择可以取决于光传输信道的传输条件。应该注意到，光传输信道可以对于不同的OFDM子载波具有不同的传输条件。在该情况中，选择最适合每个OFDM子载波的传输条件的星座或调制方案是有益的。因此，取决于各个OFDM子载波的信道条件，将特定数量的比特M映射到每个OFDM子载波是有益的。换句话说，将M1个比特映射到第一OFDM子载波，将M2个比特映射到第二OFDM子载波，等等，将MN个比特映射到第N OFDM子载波。因此，该OFDM发射器可以包括多个映射单元，其中每个映射单元与N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联。此外，对于每个映射单元而言，数字输入信号的比特数量M(其被映射成星座点)是可选择的。
根据本发明的另一个方案，提供了光OFDM接收器。该OFDM接收器包括相干检测单元，用于接收光输入信号并且将该光输入信号转换成电输入信号。该OFDM接收器还可以包括模数转换器，用于将该电输入信号的模拟版本转换成该电输入信号的数字版本。
该OFDM接收器还包括参数传输单元，用于交换(即发射和/或接收)与OFDM子载波数量N和比特数量M相关的信息。可以与对应的OFDM发射器和/或控制或管理平面交换与参数N和M相关的信息。在经过光传输介质的传输之前，在对应的OFDM发射器处使用参数对M和N来产生光输入信号的发送版本(即典型地，该光输入信号的未失真版本)。应该注意到，如果在对应的OFDM发射器处为不同的OFDM子载波选择了各个比特数量Mi，其中i＝1、......、N，那么在OFDM接收器处还接收与这些参数值相关联的信息。
应该注意到，确定调制和带宽，并且从而确定OFDM发射器的功耗的参数(即M和N)可以通过控制平面或管理平面来外部设置。该OFDM接收器然后通过它的参数传输单元从这样的控制或管理平面接收与OFDM子载波数量N和比特数量M相关的信息。
另一种可能性是该外部控制或管理平面提供一组可选择的参数，例如要在该OFDM接收器处实现的光信噪比(OSNR)和比特率。该发射和接收OFDM收发器将把它们自己调整到具有最小带宽和/或功耗的OFDM相关参数M和N。在这种情况中，该参数传输单元将从该控制或管理平面接收该组可选择的信息，其与OFDM子载波数量N和比特数量M相关。其然后将与该OFDM发射器交换与OFDM子载波数量N和比特数量M相关的信息，以便最终确定将要用于OFDM传输的参数N和M。
另一个选择将是初始“协商”操作，其中OFDM接收器和发射器交换关于信道质量的信息并且随后它们自己确定适用于实际信道条件并且将总功耗最小化的OFDM参数M和N。同样，参数传输单元将与OFDM发射器交换与OFDM子载波数量N和比特数量M相关的信息，以便最终确定参数N和M。
该OFDM接收器还包括可调变换单元，用于将电输入信号变换成对应于N个OFDM子载波的N个子载波信号。与N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联的自适应判决单元用于将对应的子载波信号中的一部分映射到由M个比特所表示的星座点，从而产生输出子载波信号。典型地，从该子载波信号提取符号并且该判决单元从基本星座选择与该符号最接近的星座点。
最后，OFDM接收器包括控制单元，该控制单元设置并且控制该OFDM接收器的组件，以使得这些组件以各个参数来进行操作，即根据参数N和M来调整该变换单元和该判决单元
该OFDM接收器还可以包括可调模数转换器，用于将电输入信号的模拟版本转换成电输入信号的数字版本。优选地将该可调模数转换器的转换速率调整为适应该电输入信号的带宽。这可以是特别有益的，因为在典型的相干OFDM接收器中有大量功率集中的模数转换器(ADC)。这种相干OFDM接收器包括四个ADC，即用于发射信号的X和正交Y极化的复信号分量I和Q的ADC。
根据本发明的另一个方案，提供了用于以总比特率发射光OFDM信号的方法。该方法包括将数字输入信号的M个比特映射到星座点从而产生N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波的子载波信号的步骤。该方法还包括对该子载波信号进行变换以产生电输出信号并且将该电输出信号转换成光输出信号。最后，选择OFDM子载波数量N和比特数量M，以使得用于发射OFDM信号的电功率最小化。
该选择步骤可以包括以下步骤：确定N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波的传输条件，确定对于目标误比特率能够被映射到一个星座点的最大可能比特数量M，并且给定最大可能比特数量M，确定实现该总比特率的最小OFDM子载波数量N。为了确定OFDM子载波的传输条件，可以测量所发射的训练序列的误比特率。如果该误比特率是针对不同调制方案或星座测量的，那么可以选择能够将最大可能比特数量M个比特映射到一个OFDM符号的调制方案。
根据本发明的另一方案，提供了从光OFDM发射器向光OFDM接收器发送的光OFDM控制信号。其包括与OFDM子载波数量N以及用于在对应的光OFDM发射器生成光OFDM信号的调制方案相关的信息。根据调制方案，将特定数量的比特M映射到OFDM子载波信号的符号。
附图说明
应该注意到，本发明的上述方案可以任意地彼此组合或者彼此抽取。本发明的目标和特征将从对优选实施方式的以下描述中变得显而易见。下文通过参考附图中示意性地示出的示例性实施方式来描述本发明，其中：
图1a和1b示出了使用不同星座的OFDM信号；
图2a、2b和2c示出了在不同星座中相邻的状态之间的欧氏距离；以及
图3示出了根据本发明的OFDM传输***。
具体实施方式
图1a和1b示出了包括不同数量OFDM子载波104、124并且使用不同星座103、123的两个OFDM信号100和120。OFDM子载波104、124描绘在幅度101、频率102的图上。图1a显示了包括4个子载波104并且使用QPSK(正交相移键控)调制(即每个子载波使用2比特星座)的OFDM信号100。另一方面，图1b显示了包括2个子载波124并且使用QAM 16(正交幅度调制)调制(即每个子载波使用4比特星座)的OFDM信号120。如图1a和图1b中所示，子载波间隔即两个相邻的OFDM子载波之间的频率间隔保持恒定。
可以认识到，两个OFDM信号100和120都携带相同数量的信息，即它们具有相同的比特率。然而，OFDM信号100具有比OFDM信号120更高的带宽。在所示的实例中，OFDM信号100的带宽是OFDM信号120的带宽的两倍。另一方面，OFDM信号120的灵敏度低于OFDM信号100的灵敏度。换句话说，OFDM信号120比OFDM信号100对于经过光传输信道进行传输期间所产生的失真的容忍度更低。
在图2a、2b和2c中显示了其原因。图2a示出了QPSK星座200，即，将2个比特映射到一个子载波符号的星座。图2b示出了QAM 16星座210，即，将4个比特映射到一个子载波符号的星座。图2c示出了QAM 64星座220，即，将6个比特映射到一个子载波符号的星座。可以认识到，对于每个这样的星座，星座点之间的最小距离不同。QPSK星座的星座点201彼此具有最小距离202，QAM 16星座的星座点211彼此具有最小距离212，QAM 64星座的星座点221彼此具有最小距离222。可以看出，最小距离随着所使用的星座的大小，即随着被映射到一个子载波符号的比特的数量而降低。
由于传输期间产生的失真，在光OFDM接收器处接收到的OFDM信号的子载波符号与理想星座点或多或少偏离。这在星座图200、210和220中也示出了，其中在星座图200、210和220中显示了接收符号围绕星座点201、211、221的分布。随着两个相邻的星座点之间的最小距离202、212、222降低，接收符号被映射到错误的星座点201、222、221的风险增加。因此，传输***的误比特率增加，或者换句话说，OFDM传输***的灵敏度降低。应该注意到，在典型的光传输***中，选择调制方案或星座以使得误比特率保持低于预定目标值，例如如果结合FEC时为10-15或10-3。
在典型的OFDM***中，可以观察到，当从QPSK转到QAM 16时通过使用更高比特率的调制方案所产生的SNR(信噪比)降低是-6.9dB，从QPSK转到QAM 64时是-13.1dB。同时，典型的光OFDM***的比特率可以从使用QPSK时的10Gb/s增加到使用QAM 16时的20Gb/s、再到使用QAM 64时的30Gb/s。
总而言之，可以声称，光OFDM传输***的总比特率可以受到两个参数的影响，使用的子载波的数量N和被映射到一个子载波符号的比特的数量M。子载波数量N直接影响OFDM***的带宽，比特数量M影响OFDM***的灵敏度。
图3显示了典型的光OFDM传输***300，其包括OFDM发射器310和OFDM接收器330以及光传输信道350。在OFDM发射器310处，接收数字输入信号360并且将其传递到串并单元313。该串并单元313聚合数字输入信号360的M比特的块并且将这些M比特的块顺序地传递到映射单元314，映射单元314将每个M比特的块映射到符号。使用基本调制方案(如，QPSK、QAM 16或QAM 64)的星座来执行该映射。以顺序并且循环的方式将符号分配给N个子载波中的一个，即第一符号分配给第一子载波，第二符号分配给第二子载波，依次类推。在将第N个符号分配给第N个子载波之后，将第(N+1)个符号再次分配给第一子载波，依此类推。应该注意到，除了数字输入信号360之外，导频符号361和零362也可以被分配给N个子载波。
典型地，使用快速傅立叶逆变换315来变换该N个子载波并且在接下来的并串单元316中将其进行合并，从而产生数字输出信号，或电输出信号的数字版本。在传输之前，可以在多个数字信号处理步骤中进一步处理该数字输出信号。作为实例，在循环扩展单元317中，可以向该数字输出信号***循环前缀样本，以避免符号间干扰(ISI)。在TS***单元318中，可以***用于确定光传输信道350的条件的训练序列。此外，在缩放和量化单元319中，可以将数字输出信号调整为适应数模转换器320的特性，特别是分辨率。
在数模(D/A)转换器320中，将该数字输出信号的实部和虚部转换成两个模拟输出信号或者电输出信号的模拟版本。在功率放大器321中放大这两个模拟输出信号。接下来，在电光转换器324、325中将该放大的模拟输出信号转换成光信号的实部和虚部。电光转换器324、325可以包括发光二极管324，其中在调制单元325中用放大的模拟输出信号来调制该发光二极管324。OFDM发射器或收发器310还可以包括光放大器326。
在经过光传输信道350的传输之后，在光OFDM接收器330处接收OFDM信号。在在相干检测器(其包括光电二极管335)中将光输入信号转换成电输入信号之前，可以对该光输入信号进行预放大332。使用模数(A/D)转换器336，将到OFDM接收器330的复电输入信号转换成数字输入信号。在使用快速傅立叶变换340将该数字输入信号分割成N个子载波之前，可以在多个数字信号处理步骤中处理该数字输入信号。这些处理可以包括同步337、下变频到基带338和循环前缀样本去除339。在通过快速傅里叶变换340之后，接收到的OFDM信号被分割成包括子载波符号的N个子载波。这些符号需要映射到基本调制方案(如QPSK、QAM 16或QAM 64)的星座点。这在判决单元342中进行。由于接收的子载波符号通常在经过光传输信道350传输期间产生显著的失真，所以在判决单元342中作出判决之前执行信道补偿341是有益的。该信道补偿单元341通常包括信道均衡器，该信道均衡器已使用***到OFDM信号中的训练序列进行过训练。然后，判决单元342将接收到的子载波符号映射到M个比特的块。可以通过以顺序并且循环的方式连接该M个比特的块，即通过以顺序并且循环的方式连接N个子载波的M个比特的块，来获得OFDM接收器的数字输出信号。
典型的光OFDM***300被设计为用于最大性能，即光收发器被设计为针对给定信道条件实现最大传输速率。该给定信道条件通常是最坏情况信道条件。因此，光OFDM***典型地使用具有相当高灵敏度的调制方案，以便对该最坏情况信道条件实现低的误比特率。这种调制方案(如QPSK)对每个子载波符号仅具有相对低的比特数量M。因此，光收发器需要使用高的子载波数量N，以满足总的传输比特率要求。
由于子载波数量N很高，导致光OFDM信号具有高的带宽。如图3所示，OFDM信号在经过光传输信道350进行传输之前，通过数模转换器(D/A)320和功率放大器321。此外，在D/A转换之前，通常在多个数字信号处理单元，特别是循环扩展单元317、TS***单元318以及缩放和均衡单元319中处理该数字OFDM信号。通常由DSP(数字信号处理器)来执行这些数字信号处理任务。
OFDM信号的高带宽导致OFDM发射器310以及OFDM接收器320组件的高功耗。具体而言，功率放大器321的功耗随着需要放大的信号的带宽而显著增加。并且，当处理更高带宽的OFDM信号时，单元317、318、319和A/D转换器320中使用的DSP也需要增加功率水平。这同样适用于OFDM接收器330的单元337、338、339和D/A转换器336中使用的DSP。
在如今的电信网络中，网络组件的功耗是日益严重的问题。除了对于网络运营者而言是非常大的成本组成之外，其还对电与光电设备的进一步集成构成了限制。事实上，高的功耗导致电气、电子和/或光电设备需要避免的热量耗散。因此，能够调整电信设备的功耗以适应当前网络和传输要求是有益的。具体而言，能够调整光OFDM***300以适应与所要求的总比特率和所测量的光信道条件相关的当前条件是有益的。
在图3中示出了这种功率自适应OFDM***300。控制单元311和312被设计为将OFDM发射器310的参数设置为当前的传输要求和条件。当前传输要求可以是在给定的时间点要实现的总比特率。当前传输条件取决于光传输信道350的总长度和光信道条件，例如PMD(偏振模色散)、CD(色度色散)和其他线性的或非线性的光效应。该传输要求和条件可能随时间变化，因此相应地改变OFDM发射器310的参数是有益的。
可以由控制单元311和312修改的OFDM发射器310的参数是例如所采用的调制方案和OFDM信号带宽。换句话说，控制单元311和312可以修改被映射到一个子载波符号的输入信号360的比特数量M，并且它们可以修改OFDM子载波数量N。参数M与所选择的调制方案相关，其中，参数N影响OFDM信号的带宽。
为了减少OFDM发射器310的功耗，OFDM信号的带宽应该最小化，即子载波数量N应该最小化。因此，对于给定的传输比特率和确定的传输条件，应该选择使M最大化并且从而使N最小化的参数对M和N。作为实例，如果OFDM***300使用QPSK调制工作在10Gb/s，并且确定当前信道条件将允许使用QAM 16调制而仍然保持可接受的目标误比特率，那么控制单元311和312将指示OFDM发射器310，特别是S/P单元313、映射单元314和IFFT单元315，切换到QAM 16调制并且将子载波数量减少一半。通过这么做，可以维持10Gb/s的总传输比特率但是将OFDM信号的带宽减少一半(由于假设子载波间隔保持不变)。结果，控制单元312可以将功率放大器321切换到降低的带宽。此外，控制单元311可以根据该降低的带宽，降低DSP和D/A转换器的处理速率(采样率)。因此，降低了OFDM发射器的功耗。
需要将OFDM发射器310的修改后的参数传输给OFDM接收器330。这可以在经过光传输信道350的带内进行或者优选地使用更高级别的控制平面协议(如GMPLS)在带外进行。该修改后的参数在OFDM接收器330处的控制单元311接收和使用，以使处理速率、变换的阶数以及映射/星座适应OFDM发射器310处所使用的。
应该注意到，可以在OFDM接收器330处确定当前信道条件。具体而言，信道补偿单元341的均衡参数可以是OFDM符号在光传输信道350中引起的失真程度的指示符。通过使用训练序列，可以监视所实现的误比特率和光信道条件。另外或可选择地，还可以在更高级别的控制平面中确定当前信道条件。
可以使用标准光OFDM收发器通过增加和/或修改它的其中一些组件来实现本发明。具体而言，功率放大器321，即调制器325的驱动放大器，应该是可变或可切换带宽放大器。此外，DSP和D/A转换器320的处理速率时钟应该是可变的。由控制单元311、312将这些构成模块调整为适应光路径350的要求。因此，当切换到更低的带宽时，这将导致更低功率耗散和功耗。
在本文中，已描述了可以如何根据当前网络要求和条件来优化OFDM***的功耗。通过降低光传输***的总功耗，可以降低运营网络的成本。另外，可以改进电信设备中的热管理，从而使得***能够更高的集成。总而言之，在OFDM***的功耗和灵敏度之间进行了折衷，该折衷大约对应于3dB灵敏度容忍度的3dB的功率节省。

Claims (15)

1.一种以总比特率进行操作的光OFDM发射器(310)，包括：
与N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联的可调映射单元(314)，用于将数字输入信号(360)的M比特映射到星座点，从而产生对应的OFDM子载波的子载波信号；
可调变换单元(315、316)，用于对所述子载波信号进行变换以产生电输出信号；
电光转换器(324、325)，用于将所述电输出信号转换成光输出信号；以及
控制单元(311、312)，用于设置OFDM子载波数量N和比特数量M，以使得相对于所述总比特率所述OFDM发射器(310)的电功耗最小化，并且根据所选择的数量M和N来调整所述可调映射单元(314)和所述可调变换单元(315、316)。
2.如权利要求1所述的光OFDM发射器(310)，还包括：
可调功率放大器(321)，其被调整为适应所述电输出信号的带宽。
3.如权利要求2所述的光OFDM发射器(310)，其中：
所述OFDM子载波数量N和所述比特数量M选择为使得所述可调功率放大器(321)的所述电功耗最小化。
4.如权利要求3所述的光OFDM发射器(310)，其中：
所述OFDM子载波数量N和所述比特数量M选择为使得所述电输出信号的带宽最小化。
5.如权利要求4所述的光OFDM发射器(310)，其中，将所述电功耗如下最小化：
针对所述N个OFDM子载波中的所述一个OFDM子载波的确定的子载波传输条件并且针对目标误比特率，选择最大可能比特数量M。
6.如权利要求4所述的光OFDM发射器(310)，其中，将所述电功耗如下最小化：
针对所述OFDM发射器(310)所操作的总比特率并且针对目标误比特率，将所述OFDM子载波数量N最小化。
7.如权利要求1所述的光OFDM发射器(310)，还包括可调数模转换器(320)，用于将所述电输出信号的数字版本转换成所述电输出信号的模拟版本；其中，所述可调数模转换器(320)被调整为适应所述电输出信号的带宽。
8.如权利要求7所述的光OFDM发射器(310)，其中：
所述可调数模转换器(320)的转换速率被调整为适应所述数字输出信号的带宽。
9.如权利要求1所述的光OFDM发射器(310)，包括与所述N个OFDM子载波一一对应的N个映射单元(314)；其中，对于每个映射单元(314)，能够选择所述数字输入信号的、被映射到一个星座点的M个比特。
10.如权利要求1所述的光OFDM发射器(310)，还包括：
参数传输单元(311、312)，用于交换与所述OFDM子载波数量N和所述比特数量M相关联的信息。
11.一种光OFDM接收器(330)，包括：
相干检测单元(335)，用于接收光输入信号并且将所述光输入信号转换成电输入信号；
参数传输单元(331)，用于交换与OFDM子载波数量N和比特数量M相关联的信息；其中，所述数量N和M用于在对应的OFDM发射器(310)处生成所述光输入信号的发送版本；
可调变换单元(340)，用于将所述电输入信号变换成对应于N个OFDM子载波的N个子载波信号；
与所述N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波相关联的可调判决单元(342)，用于将对应的子载波信号的符号映射到表示所述OFDM接收器(330)的数字输出信号的M个比特的星座点；以及
控制单元(331)，用于根据所述数量N和M来调整所述变换单元(340)和所述判决单元(342)。
12.如权利要求11所述的光OFDM接收器(330)，还包括：
可调模数转换器(336)，用于将所述电输入信号的模拟版本转换成所述电输入信号的数字版本；其中，所述可调模数转换器(336)的转换速率被调整为适应所述电输入信号的带宽。
13.一种用于以总比特率发射光OFDM信号的方法，所述方法包括以下步骤：
将数字输入信号的M个比特映射到星座点，从而产生N个OFDM子载波中的一个OFDM子载波的子载波信号；
对所述子载波信号进行变换以产生电输出信号；
将所述电输出信号转换成所述光OFDM信号；并且
选择OFDM子载波数量N和比特数量M，以使得相对于所述总比特率，用于发射所述光OFDM信号的电功率最小化。
14.如权利要求13所述的方法，其中，所述选择步骤包括：
确定所述N个OFDM子载波中的所述一个OFDM子载波的传输条件；
确定对于目标误比特率能够被映射到一个星座点的最大可能比特数量M；并且
给定所述最大可能比特数量M，确定实现所述总比特率的最小OFDM子载波数量N。
15.一种从光OFDM发射器(310)向光OFDM接收器(330)发送的光OFDM控制信号，包括与OFDM子载波数量N和调制方案相关联的信息，所述信息用于在对应的光OFDM发射器(310)生成光OFDM信号。
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