CN102271105A - 一种宽频的中频设计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种宽频的中频设计方法，包括：将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加；对叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作；对削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。本发明还提出了一种宽频的中频设计装置，包括：信号叠加模块、削峰模块和预失真模块。根据和本发明实施例提供的方法及装置，使得F+A频段可以在现有产品上实现并且对硬件可编程芯片的要求降得最低。CFR效果相对明显，由于采用ZIF方案或者I/Q两路分别采样使得射频链路结构简单。

Description

一种宽频的中频设计方法及装置

技术领域

本发明涉及数字通信领域，具体而言，本发明涉及一种宽频的中频设计方法及装置。

背景技术

TD-SCDMA(Time Division-Synchronous Code Division MultipleAccess，时分同步的码分多址技术)是ITU正式发布的第三代移动通信空间接口技术规范之一，它得到了CWTS(China Wireless TelecommunicationStandard Group，中国无线通信标准研究组)及3GPP(3rd GenerationPartnership Project，第三代合作伙伴计划)的全面支持，是中国电信百年来第一个完整的通信技术标准，是可替代UTRA-FDD的方案。TD***集CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)、TDMA(Time DivisionMultiple Access，时分多址)、FDMA(Frequency Division Multiple Access，频分多址)技术优势于一体、***容量大、频谱利用率高、抗干扰能力强的移动通信技术。TD***采用智能天线、联合检测、接力切换、同步CDMA、软件无线电、低码片速率、多时隙、可变扩频***、自适应功率调整等技术。

***TD***频段规划方案有3类：A频段(2010-2025MHz)，F频段(1880-1900MHz)E频段(2320-2370MHz)。各家厂商为了节省RRU成本，对F频段和A频段合路使用同一个射频通道(包括功放)有3种方案：

第一种方案：如图1所示，最简单的方案就是A和F频段有各自的射频通道和功放，然后在功放后叠加，此种方案就是成本高，面积大。优点是算法简单，性能较好，由于在环行器之后不同频段的信号通过合路器合并，所以不同频段支持不同的时隙配置。而其它方案不支持不同频段不同时隙配置。

第二种方案：如图2所示，使用不同的射频通道，在进入功放PA之前射频信号合并后使用同一个功放输出。输出以后使用一个分路器分离F和A各自频段的信号，在数字部分进行各自的DPD(Digital Pre-Distortion，数字预失真)处理。

此方这种方案但总体来说，效率不高，成本无较大优势，因此必须考虑把尽可能的简化硬件电路，减少功放后的功率损失。

第三种方案：如图3和图4所示，发射采用一个通道实现，而接收采用两路分别采样。反馈采用一个通道，通过本振切换实现不同频段的DPD，此方法也是基于训练序列的DPD方式。

分为两种方式：F频段和A频段通过不同的本振调整，反馈各自频段的信息。

在数字实现部分可以分为两种：

如图5和图6所示，CFR/DPD之前合并，这个信号带宽非常宽，F+A(1880～2025)145MH完成合并。如果需要采集3阶失真那么采样速率将达到345MHZ。如图4所示，对于F+A接收链路分别接收，有各自的接收链路，但是反馈链路通过一个本振开关进行选择。

如图7所示，CFR/DPD之后合并，采用低速的CFR/DPD信号速率，每一个频带独立。不需要纠正CM(Cross Modulation，交扰调制)误差。同时F频段和A频段在CFR(Crest Factor Reduction，削峰)之后合并，会导致PAR抬升(2dBc)，为此需要F/A预测后削峰，F/A的预测削峰将会耗费较大的资源。

上述三种方案，分别存在下述问题：

第一和第二种方案耗费的硬件资源多，体积大，没有成本竞争优势。第三种方案现难度大。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别针对解决两个频段公用射频通道，降低对硬件可编程芯片的要求，提出一种宽频的中频设计方法及装置。

为了达到上述目的，本发明的实施例一方面提出了一种宽频的中频设计方法，包括以下步骤：

将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加；

对所述叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作；

对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

本发明的实施例另一方面提出了一种宽频的中频设计装置，包括：信号叠加模块、削峰模块和预失真模块。

所述信号叠加模块，用于将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加；

削峰模块，用于对来自所述信号叠加模块叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作；

预失真模块，用于对来自所述削峰模块削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

根据和本发明实施例提供的方法及装置，使得F+A频段可以在现有产品上实现并且对硬件可编程芯片的要求降得最低。CFR效果相对明显，由于采用ZIF方案或者I/Q(In-phase and Quadrature，同相和正交)两路分别采样使得射频链路结构简单。

本发明提出的上述方案，对现有***的改动很小，不会影响***的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为现有的两频段分别具有射频通道和功放的结构示意图；

图2为现有的两频段具有不同射频通道，相同功放的结构示意图；

图3为现有的两频段采用相同发射通道，接收分两路采样的结构示意图；

图4为图3中所频段规划的功能示意图；

图5为图3中A-Band(F频段)和B-Band(A频段)同时反馈处理的示意图；

图6为图4中F频段和A频段的频谱示意图；

图7为图3中CFR/DPD之后F/A合并数字中频处理图；

图8为根据本发明实施例的宽频的中频设计方法的流程框图；

图9为F/A各自频段的交调信息；

图10为根据本发明实施例的收发均采用I/Q分别采样结构的宽频射频结构图；

图11为根据本发明实施例的削峰处理信号幅度示意图；

图12为根据本发明实施例的削峰处理信号频谱示意图；

图13为根据本发明实施例的削峰后信号峰均比CCDF曲线示意图；

图14为HIGH-IF采样频段规划示意图；

图15为图14中HIGH-IF采样频段规划的各个Nyquist区的信息反折到第一Nyquist区的示意图；

图16为根据本发明实施例的ZIF采样频段规划示意图；

图17为根据本发明实施例的发射采用I/Q分别采样结构示意图；

图18为根据本发明实施例的发射I/Q不平衡造成的镜像和本振泄露的示意图；

图19为根据本发明实施例的ZIF发射镜像和本振泄露落入到有用信号内的示意图；

图20为根据本发明实施例的接收I/Q不平衡造成的镜像和本振泄露(ω_c≠0)的示意图；

图21为根据本发明实施例的未经过DPD处理的PA输出信号的频谱示意图；

图22为根据本发明实施例的经过DPD处理的PA输出信号的频谱示意图；

图23为根据本发明实施例的宽频的中频设计装置的结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了实现本发明之目的，本发明公开了一种宽频的中频设计方法，结合图8所示，该方法包括如下步骤：

S801：将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC(Digital Up Converter，数字上变频)频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加。

在本实施例中，第一频段为F频段，第二频段为A频段。具体的说，结合图9所示，由于F频段覆盖1880-1915MHz的频带，而A频段覆盖2010-2025的频带，可知A+F带宽跨度为145MHz，而实际使用带宽只有35M+15M＝50M。此时F频段和A频段可以独立进行各自的3阶失真和5阶失真分析。DPD处理只要考虑各自的3阶和5阶失真带宽即可。这样F和A频段之间的频段就是用来传递各自的交调信息。

如果DPD只要采集到3阶交调信息就可以正常的进行DPD分析，那么将F频段和A频段的多载波信号搬移到各自的偏移频段，F频段只要向下延伸BWF*3，A频段只要向上延伸BWA*3即可采集到足够的信息。通过如此分析信号的采样速率只要到195MHZ即可。如果需要采集到5阶交调信息，信号的采样速率需要245MHZ。实际上信号速率超过200MHZ的器件较难选择，同时处理速率的过高，使得FPGA耗费的资源增加，同时兼顾LTE-TDD***，一般信号的采集速率为184.32MHz。

前F/A频段物理层首先统一相位旋转，

统一相位旋后第一频段信号：

$\underset{\‾}{s_{F\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_f)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_f\mathrm{kT}\right)),$

统一相位旋后第二频段信号：

$\underset{\‾}{s_{A\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_a)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_a\mathrm{kT}\right))$

c＝1，...C表示的是载波数目。

n＝1，...NK表示的是基带用户数目。

d：表示的是基带数据，包括扩频数据和训练序列Midamble码

f(t)：可以认为是FIR滤波器的处理

ω_c：是载波的频点，

exp(jφ_k)：多载波独立相位调节因子

Tx_amplit(k)：物理层幅度调节因子

F频段和A频段完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，叠加这两个频段的信号：

s_{FA_band}＝s _{F_band} (kT)+s _{A_band} (kT)。

S802：对叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作。

结合图10所示，对步骤801叠加后的信号s_{FA_band}进行CFR削峰操作，包括：

s_{FA_cfr}(t)＝s_{FA_band}(t)-(|s_{FA_band pk}(t)|-A)·exp(j·angle(s_{FA_band pk}(t))).*h(n)，其中，s_{FA_bandpk}(t)：输入信号的峰值点

A：削峰门限

h(n)：预先计算保存在RAM中的原型滤波器。

图11示出了削峰前后信号的功率对比示意图。如图11中所示，实心圆点“.”表示削峰前信号功率；空心圆点“。”表示削峰后的功率。从图中可以看出，削峰后的信号功率低于功率门限值。

图12为削峰前后信号的频谱示意图。如图12中所示，空心圆点“。”表示削峰前信号频谱；虚线段“----”表示削峰后信号频谱。

图13为A+F合并时以及A/F削峰后的信号峰均比CCDF(ComplementaryCumulative Distribution Function，互补积累分布函数)对比图。在图13中，横坐标为PAR(peak-to-average ratio，峰均比)，单位为dB；纵坐标为逆累计概率分布(CCDF)，单位为％。在图11中，实心圆点“.”表示A+F合并时的功率，其中信号最大输入PAR为11.2375；在概率为10下的峰均比为10.0798。空心圆点“。”表示A/F削峰后的功率，其中削峰最大输入PAR为8.1115；在概率为10下的峰均比为8.1115。

结合图11、图12和图13所示，PAR可以降低3dBc。

S803：对削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

对步骤802中削峰完成之后的信号s_{FA_cfr}(t)进行预失真处理，包括：

DPD输出信号为：

$s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{DPD}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)}$

$=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\·{\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)$

${\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)},m=1...M,n=1...N$

其中，w_m，q，m＝1...M，q＝1...Q为DPD自适应滤波计算得到的预失真系数。

上述预失真系数w_m，q通过以下方式得到：

将反馈信号和削峰后的信号比较得到预失真系数w_m，q，根据预失真系数w_m，q对削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

具体的说，反馈信号可以通过以下方式得到：

第一频段和第二频段的叠加频段信息通过反馈通道之后，进行ADC采样得到反馈信号。其中反馈通道对上述第一频段和第二频段的叠加频段信息采用宽带滤波器进行滤波。

其中，反馈通道采用宽带滤波器进行滤波。如果184.32MHz的速率要采足3阶失真甚至5阶失真，那么反馈通道上的宽带滤波器带宽FBBW大于ADC的采样速率FS，即FBBW＞195MHZ，同时FBBW要小于F和A之间的交调频段。即，反馈通道上的模拟滤波器(抗混叠滤波器)必须有效的滤除不需要的Nyquist区上的频段信息，否则混叠到带内降低DPD效果或者信号的动态范围。群时延波纹一般需要限制在+/-4ns之内，所以SAW滤波器(surface acoustic wave，声表面波滤波器)不能使用，频谱平坦度在校准带宽内(245MHZ)一般需要小于+/-1.5dBc。F和A频段之间的交调信息远离F/A频段，这些交调信息最后会被天线滤波器滤除，FPGA处理中可以不考虑这些交调，所以F/A的交调信息不能被ADC采集。反馈通道采用宽带滤波器可以采集到更多的有用信息。

反馈通道采用宽带滤波器进行滤波后，通过ADC采样得到反馈信号。反馈信号和CFR削峰处理之后的信号同时进行DPD预失真处理。将上述两个信号进行比较得到预失真系数。

将数字预失真DPD输出的I/Q信号分别采样。对于高中频采样(HIGH-IF采样)，如果需要采集到184.32MHZ的有效信息，ADC的采样速率至少需要提高到384.32MHZ以上。图14示出了HIGH-IF采样频段规划示意图。如图14中所示，高中频采样设置的中频的中心频点一般在Nyquist区的中心频点，推荐使用3/4FS或者5/4FS，不推荐使用1/4FS。图14中频点设置在3/4FS为276.48MHZ。这是由于采用高中频采样任意Nyquist区的信号都会被反折到第一Nyquist区，注意频率是呈现反折。如图15所示，各个Nyquist区的信息反折到第一Nyquist区。

对于ZIF采样(I/Q分别采样)，频带内的有用信息被分别映射到正第一Nyquist区和负第一Nyquist区。图16示出了ZIF采样频段规划示意图。如图16中所示，正第二Nyquist区的有用信息被折叠到正第一Nyquist区，负第二Nyquist区的有用信息被折叠到负第一Nyquist区。由此，F频段下边带的5阶交调信息被映射到A频段上边带，A频段上边带的5阶交调信息被映射到F频段下边带，通过ADC采集映射形式使得数字部分能够有效的采集5阶交调信息。这样相对于一路采样即高中频采样(HIGH-IF采样)带宽增加了一倍。

在本实施例中，数字预失真DPD输出的I/Q信号分别采样。如果在采样之前进行复数调制，搬移到中频ω_c，如图17所示，则此***采用就是SIB调制即单边带调制，此时只有上边带有信号。

s_{FA_IF}(n)＝s_{FA_DPD}(n)·exp(jω_c(n))

＝I_{FA_DPD}·cos(ω_c(n))-Q_{FA_DPD}·sin(ω_c(n))+j[I·sin(ω_c(n))+Q·cos(ω_c(n))]

＝I_{FA_IF} +Q_{FA_IF}

s_{FA_rf}＝I_{FA_IF}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_IF}·sin(ω_LOt)。

此时的射频频率是本振频率加上中频频率：ω_RF＝ω_LO+ω_C

如果ω_c＝0那么发射的结构便是ZIF发射结构，此时的射频频率就是本振频率：

s_{FA_rf}＝I_{FA_DPD}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_DPD}·sin(ω_LOt)

下面分别介绍SIB和ZIF各自特点：

SIB特点：由于模拟链路的I/Q不平衡造成的杂散信号(LO和镜像)在带外，通过射频滤波器可以滤除。但是中频滤波器需要一个带通滤波器，同时还需要一个射频滤波器滤除镜像和本振。图18示出了发射I/Q不平衡造成的镜像和本振的泄露，此时ω_c≠0

ZIF特点：结构简单，利用基带DAC实现高性能。但是由于模拟链路的I/Q不平衡造成的镜像和本振均在本信道内，如下图示意，无法通过滤波器进行滤除，所以需要复杂的修正算法进行镜像的抑制和本振泄露的削除。图19示出了ZIF发射镜像和本振泄露落入到有用信号内的示意图。

在本实施例中，通过对发射通道和接收通道采用I/Q分别采样结构，采集得到的信息均映射到第1Nyquist区和第2Nyquist区。

当反馈通道采用I/Q分别采样结构时，则

I_in＝s_{FA_rf}·cos(-ω_LOt)

Q_in＝s_{FA_rf}·sin(-ω_LOt)。

如果反馈链路的本振频率ω_RF不等于功放耦合回来射频信号的射频频率ω_LO，即ω_RF≠ω_LO，在频域上可以看到镜像频谱和本振的泄露。图20示出了接收I/Q不平衡造成的镜像和本振的泄露(ω_c≠0)。由于泄露的镜像会反折或者搬移到第一和第二Nyquist区，无法通过滤波器进行滤除。所以对于模拟链路中的I/Q不平衡以及直流泄露，需要通过修正算法完成补偿。

对于仅仅是反馈或者发射采用ZIF结构，通过DPD的训练序列就可以完成I/Q不平衡的参数评估。

当反馈通道和发射通道均采用I/Q分别采样结构时，需要分别评估发射通道和反馈通道的I/Q不平衡，包括：

首先评估发射I/Q不平衡参数的方法：对反馈信号只取I路或者Q路信号，然后在数字域进行正交解调。这样就可以得到发射链路的不平衡。

然后评估反馈通道I/Q不平衡参数的方法：Q路不发信号，或者仅Q路发射信号，I路不发信号，屏蔽发射通道的不平衡；

在反馈通道I/Q分别采样，进行参数评估得到反馈通道的I/Q不平衡参数。

如果反馈信号的中频频点在偶数Nyquist区，例如反馈信号在第二Nyquist区，则接收的信号需要进行频谱反相；如果反馈信号的中频频点在奇数Nyquist区，例如反馈信号在第三Nyquist区，则接收的信号不需要进行频谱反相。

通过ADS+MATLAB仿真验证，采用ZIF采样可以很好的对信号进行预失真处理。图21为未经过DPD处理的PA输出信号，图22为经过DPD处理的PA输出信号。结合图21和图22所示，从测试结果看出来DPD改善效果明显，满足宽频F+A的射频处理。

根据和本发明实施例提供的方法，使得F+A频段可以在现有产品上实现并且对硬件可编程芯片的要求降得最低。CFR效果相对明显，由于采用ZIF方案或者I/Q分别采样使得射频链路结构简单。

本发明实施例还提出了一种宽频的中频设计装置，结合图23所示，该装置100包括信号叠加模块110、削峰模块120和预失真模块130。

具体的说，在进入DUC之前，通过统一相位旋转完成两个频段信号的相位旋转，信号叠加模块110，将第一频段和第二频段的多载波信号搬移到各自的偏移频段，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，进行载波叠加。

在本实施例中，第一频段为F频段，第二频段为A频段。具体的说，结合图9所示，由于F频段覆盖1880-1915MHz的频带，而A频段覆盖2010-2025的频带，可知A+F带宽跨度为145MHz，而实际使用带宽只有35M+15M＝50M。此时F频段和A频段可以独立进行各自的3阶失真和5阶失真分析。DPD处理只要考虑各自的3阶和5阶失真带宽即可。这样F和A频段之间的频段就是用来传递各自的交调信息。

信号叠加模块110将F频段和A频段的多载波信号搬移到各自的偏移频段，F频段只要向下延伸BWF*3，A频段只要向上延伸BWA*3即可采集到足够的信息。通过如此分析信号的采样速率只要到195MHZ即可。如果需要采集到5阶交调信息，信号的采样速率需要245MHZ。实际上信号速率超过200MHZ的器件较难选择，同时处理速率的过高，使得FPGA耗费的资源增加，同时兼顾LTE-TDD***，一般信号的采集速率为184.32MHz。

前F/A频段物理层首先统一相位旋转，

统一相位旋后第一频段信号：

$\underset{\‾}{s_{F\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_f)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_f\mathrm{kT}\right)),$

统一相位旋后第二频段信号：

$\underset{\‾}{s_{A\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_a)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_a\mathrm{kT}\right))$

c＝1，...C表示的是载波数目。

n＝1，...NK表示的是基带用户数目。

d：表示的是基带数据，包括扩频数据和训练序列Midamble码，

f(t)：可以认为是FIR滤波器的处理，

ω_c：是载波的频点，

exp(jφ_k)：多载波独立相位调节因子，

Tx_amplit(k)：物理层幅度调节因子，

F频段和A频段完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，信号叠加模块110叠加这两个频段的信号：

s_{FA_band}＝s _{F_band} (kT)+s _{A_band} (kT)。

此外，削峰模块120对来自信号叠加模块110叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作。

结合图10所示，削峰模块120对叠加后的信号s_{FA_band}进行CFR削峰操作，包括：

s_{FA_cfr}(t)＝s_{FA_band}(t)-(|s_{FA_band pk}(t)|-A)·exp(j·angle(s_{FA_band pk}(t))).*h(n)，

其中，s_{FA_bandpk}(t)：输入信号的峰值点

A：削峰门限

h(n)：预先计算保存在RAM中的原型滤波器。

图11示出了削峰前后信号的功率对比示意图。如图11中所示，实心圆点“.”表示削峰前信号功率；空心圆点“。”表示削峰后的功率。从图中可以看出，削峰后的信号功率低于功率门限值。

图12为削峰前后信号的频谱示意图。如图12中所示，空心圆点“。”表示削峰前信号频谱；虚线段“----”表示削峰后信号频谱。

图13为A+F合并时以及A/F削峰后的信号峰均比CCDF(ComplementaryCumulative Distribution Function，互补积累分布函数)对比图。在图13中，横坐标为PAR(peak-to-average ratio，峰均比)，单位为dB；纵坐标为逆累计概率分布(CCDF)，单位为％。在图11中，实心圆点“.”表示A+F合并时的功率，其中信号最大输入PAR为11.2375；在概率为10^-4下的峰均比为10.0798。空心圆点“。”表示A/F削峰后的功率，其中削峰最大输入PAR为8.1115；在概率为10^-4下的峰均比为8.1115。结合图11、图12和图13所示，PAR可以降低3dBc。

宽频的中频设计装置100还包括预失真模块130，对来自削峰模块120削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

对削峰模块120削峰完成之后的信号s_{FA_cfr}(t)进行预失真处理，包括：

预失真模块130输出信号为：

$s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{DPD}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)}$

$=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\·{\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)$

${\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)},m=1...M,n=1...N$

其中，w_m，q，m＝1...M，q＝1...Q为DPD自适应滤波计算得到的预失真系数。

上述预失真系数w_m，q通过以下方式得到：

预失真模块130将反馈信号和削峰后的信号比较得到预失真系数w_m，q，根据预失真系数w_m，q对削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

具体的说，反馈信号可以通过以下方式得到：

第一频段和第二频段的叠加频段信息通过反馈通道之后，进行ADC采样得到反馈信号。其中反馈通道对上述第一频段和第二频段的叠加频段信息采用宽带滤波器进行滤波。

其中，反馈通道采用宽带滤波器进行滤波。如果184.32MHz的速率要采足3阶失真甚至5阶失真，那么反馈通道上的宽带滤波器带宽FBBW大于ADC的采样速率FS，即FBBW＞195MHZ，同时FBBW要小于F和A之间的交调频段。即，反馈通道上的模拟滤波器(抗混叠滤波器)必须有效的滤除不需要的Nyquist区上的频段信息，否则混叠到带内降低DPD效果或者信号的动态范围。群时延波纹一般需要限制在+/-4ns之内，所以SAW滤波器(surface acoustic wave，声表面波滤波器)不能使用，频谱平坦度在校准带宽内(245MHZ)一般需要小于+/-1.5dBc。F和A频段之间的交调信息远离F/A频段，这些交调信息最后会被天线滤波器滤除，FPGA处理中可以不考虑这些交调，所以F/A的交调信息不能被ADC采集。反馈通道采用宽带滤波器可以采集到更多的有用信息。

反馈通道采用宽带滤波器进行滤波后，通过ADC采样得到反馈信号。反馈信号和CFR削峰处理之后的信号同时进行DPD预失真处理。将上述两个信号进行比较得到预失真系数。

预失真模块130将数字预失真DPD输出的I/Q信号分别采样。对于高中频采样(HIGH-IF采样)，如果需要采集到184.32MHZ的有效信息，ADC的采样速率至少需要提高到384.32MHZ以上。图14示出了HIGH-IF采样频段规划示意图。如图14中所示，高中频采样设置的中频的中心频点一般在Nyquist区的中心频点，推荐使用3/4FS或者5/4FS，不推荐使用1/4FS。图14中频点设置在3/4FS为276.48MHZ。这是由于采用高中频采样任意Nyquist区的信号都会被反折到第一Nyquist区，注意频率是呈现反折。如图15所示，各个Nyquist区的信息反折到第一Nyquist区。

对于ZIF采样(I/Q分别采样)，频带内的有用信息被分别映射到正第一Nyquist区和负第一Nyquist区。图16示出了ZIF采样频段规划示意图。如图16中所示，正第二Nyquist区的有用信息被折叠到正第一Nyquist区，负第二Nyquist区的有用信息被折叠到负第一Nyquist区。由此，F频段下边带的5阶交调信息被映射到A频段上边带，A频段上边带的5阶交调信息被映射到F频段下边带，通过ADC采集映射形式使得数字部分能够有效的采集5阶交调信息。这样相对于一路采样即高中频采样(HIGH-IF采样)带宽增加了一倍。

在本实施例中，预失真模块130输出的I/Q信号分别采样。如果在采样之前进行复数调制，搬移到中频ω_c，如图17所示，则此***采用就是SIB调制即单边带调制，此时只有上边带有信号。

s_{FA_IF}(n)＝s_{FA_DPD}(n)·exp(jω_c(n))

＝I_{FA_DPD}·cos(ω_c(n))-Q_{FA_DPD}·sin(ω_c(n))+j[I·sin(ω_c(n))+Q·cos(ω_c(n))]

＝I_{FA_IF}与Q_{FA_IF}

s_{FA_rf}＝I_{FA_IF}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_IF}·sin(ω_LOt)。

此时的射频频率是本振频率加上中频频率：ω_RF＝ω_LO+ω_C

如果ω_c＝0那么发射的结构便是ZIF发射结构，此时的射频频率就是本振频率：

s_{FA_rf}＝I_{FA_DPD}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_DPD}·sin(ω_LOt)

下面分别介绍SIB和ZIF各自特点：

SIB特点：由于模拟链路的I/Q不平衡造成的杂散信号(LO和镜像)在带外，通过射频滤波器可以滤除。但是中频滤波器需要一个带通滤波器，同时还需要一个射频滤波器滤除镜像和本振。图18示出了发射I/Q不平衡造成的镜像和本振的泄露，此时ω_c≠0

ZIF特点：结构简单，利用基带DAC实现高性能。但是由于模拟链路的I/Q不平衡造成的镜像和本振均在本信道内，如下图示意，无法通过滤波器进行滤除，所以需要复杂的修正算法进行镜像的抑制和本振泄露的削除。图19示出了ZIF发射镜像和本振泄露落入到有用信号内的示意图。

在本实施例中，通过对发射通道和接收通道采用I/Q分别采样结构，采集得到的信息均映射到第1Nyquist区和第2Nyquist区。

当反馈通道采用I/Q分别采样结构时，则

I_in＝s_{FA_rf}·cos(-ω_LOt)

Q_in＝s_{FA_rf}·sin(-ω_LOt)。

如果反馈链路的本振频率ω_RF不等于功放耦合回来射频信号的射频频率ω_LO，即ω_RF≠ω_LO，在频域上可以看到镜像频谱和本振的泄露。图20示出了接收I/Q不平衡造成的镜像和本振的泄露(ω_c≠0)。由于泄露的镜像会反折或者搬移到第一和第二Nyquist区，无法通过滤波器进行滤除。所以对于模拟链路中的I/Q不平衡以及直流泄露，需要通过修正算法完成补偿。

对于仅仅是反馈或者发射采用ZIF结构，通过DPD的训练序列就可以完成I/Q不平衡的参数评估。

当反馈通道和发射通道均采用I/Q分别采样结构时，需要分别评估发射通道和反馈通道的I/Q不平衡，包括：

首先，评估发射I/Q不平衡参数的方法：对反馈信号只取I路或者Q路信号，然后在数字域进行正交解调。这样就可以得到发射链路的不平衡。

然后，评估反馈通道I/Q不平衡参数的方法：Q路不发信号，或者仅Q路发射信号，I路不发信号，屏蔽发射通道的不平衡；

在反馈通道I/Q分别采样，进行参数评估得到反馈通道的I/Q不平衡参数。

如果反馈信号的中频频点在偶数Nyquist区，例如反馈信号在第二Nyquist区，则接收的信号需要进行频谱反相；如果反馈信号的中频频点在奇数Nyquist区，例如反馈信号在第三Nyquist区，则接收的信号不需要进行频谱反相。

通过ADS+MATLAB仿真验证，采用ZIF采样可以很好的对信号进行预失真处理。图21为未经过DPD处理的PA输出信号，图22为经过DPD处理的PA输出信号。结合图21和图22所示，从测试结果看出来DPD改善效果明显，满足宽频F+A的射频处理。

根据和本发明实施例提供的装置，使得F+A频段可以在现有产品上实现并且对硬件可编程芯片的要求降得最低。CFR效果相对明显，由于采用ZIF方案或者I/Q分别采样使得射频链路结构简单。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (20)

1.一种宽频的中频设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加；

对所述叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作；

对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理包括：将反馈信号和所述削峰后的信号比较得到预失真系数，根据所述预失真系数对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理；

所述反馈信号通过以下方式得到：

第一频段和第二频段的叠加频段信息通过反馈通道之后，进行ADC采样得到反馈信号，所述反馈通道对所述第一频段和第二频段的叠加频段信息采用宽带滤波器进行滤波。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述宽带滤波器带宽FBBW大于ADC的采样速率FS，且所述宽带滤波器带宽FBBW小于第一频段和第二频段的交调所在的频段。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过统一相位旋转完成两个频段信号的叠加包括：

统一相位旋后第一频段信号：

$\underset{\‾}{s_{F\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_f)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_f\mathrm{kT}\right)),$

统一相位旋后第二频段信号：

$\underset{\‾}{s_{A\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_a)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_a\mathrm{kT}\right))$

将统一相位旋转后的两个频段信号的叠加：

s_{FA_band}＝s _{F_band} (kT)+s _{A_band} (kT)，

其中，c＝1，...C为载波数目；n＝1，...N_k为基带用户数目；d为基带数据，包括扩频数据和Midamble码；f(t)为FIR滤波器；ω_c为载波的频点；exp(jφ_k)为多载波独立相位调节因子；Tx_amplit(k)为物理层幅度调节因子。

5.如权利1所述的方法，其特征在于：对所述叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作包括：

削峰输出信号为：

s_{FA_cfr}(t)＝s_{FA_band}(t)-(|s_{FA_band pk}(t)|-A)·exp(j·angle(s_{FA_bandpk}(t))).*h(n)，

其中，s_{FA_bandpk}(t)为输入信号的峰值点；A为削峰门限；h(n)为保存在RAM中的原型滤波器。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述削峰后的信号进行DPD处理包括：

DPD输出信号为：

$s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{DPD}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)}$

$=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\·{\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right),$

${\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)},m=1...M,n=1...N,$

其中，w_m，q，m＝1...M，q＝1...Q为DPD自适应滤波计算得到的预失真系数。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，通过对发射通道和接收通道采用I/Q两路分别采样结构，将DPD输出的I/Q两路信号分别采样，

当在信号采样之前进行复数调制，搬移到中频ω_c，则只有上边带有信号，即：

s_{FA_IF}(n)＝s_{FA_DPD}(n)·exp(jω_c(n))

＝I_{FA_DPD}·cos(ω_c(n))-Q_{FA_DPD}·sin(ω_c(n))+j[I·sin(ω_c(n))+Q·cos(ω_c(n))]

＝I_{FA_IF}+Q_{FA_IF}，

s_{FA_rf}＝I_{FA_IF}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_IF}·sin(ω_LOt)，

则射频频率为本振频率与中频频率之和，即ω_RF＝ω_LO+ω_C。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，通过对发射通道和接收通道采用I/Q两路分别采样结构，采集得到的信息均映射到第1奈奎斯特Nyquist区和第2Nyquist区。

9.如权利要求2所述的方法，其特征在于，当反馈通道采用I/Q两路分别采样结构时，

I_in＝s_{FA_rf}·cos(-ω_LOt)

Q_in＝s_{FA_rf}·sin(-ω_LOt)。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，

当反馈通道或者发射通道之一采用I/Q两路分别采样结构时，通过DPD的训练序列完成I/Q两路不平衡的参数评估；

当反馈通道和发射通道均采用I/Q两路分别采样结构时，分别评估发射通道和反馈通道的I/Q两路不平衡，包括：

评估发射通道I/Q两路不平衡参数：

对反馈信号只取I路或者Q路信号，屏蔽反馈信号的不平衡；

保留发射通道的不平衡信息，在数字域进行正交解调，得到发射链路的不平衡，

评估反馈通道I/Q两路不平衡参数：

发射端仅I路发射信号，Q路不发信号，或者仅Q路发射信号，I路不发信号，屏蔽发射通道的不平衡；

在反馈通道I/Q两路分别采样，进行参数评估得到反馈通道的I/Q两路不平衡参数。

11.一种宽频的中频设计装置，其特征在于，包括：信号叠加模块、削峰模块和预失真模块，

所述信号叠加模块，用于将第一频段和第二频段的多载波信号在物理层进行统一相位旋，完成DUC频谱成型和频谱搬移之后，将两个频段信号的叠加；

所述削峰模块，用于对来自所述信号叠加模块叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作；

所述预失真模块，用于对来自所述削峰模块削峰后的信号进行DPD数字预失真处理。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述预失真模块用于对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理包括：将反馈信号和所述削峰后的信号比较得到预失真系数，根据所述预失真系数对所述削峰后的信号进行DPD数字预失真处理；

所述反馈信号通过以下方式得到：

第一频段和第二频段的叠加频段信息通过反馈通道之后，进行ADC采样得到反馈信号，所述反馈通道对所述第一频段和第二频段的叠加频段信息采用宽带滤波器进行滤波。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述宽带滤波器带宽FBBW大于ADC的采样速率FS，且所述宽带滤波器带宽FBBW小于第一频段和第二频段的交调所在的频段。

14.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述信号叠加模块通过统一相位旋转完成两个频段信号的叠加包括：

所述信号叠加模块对所述两个频段的信号进行统一相位旋转，

统一相位旋后第一频段信号：

$\underset{\‾}{s_{F\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{f=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_f)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_f\mathrm{kT}\right)),$

统一相位旋后第二频段信号：

$\underset{\‾}{s_{A\_\mathrm{band}}}\left(\mathrm{kT}\right)=(\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N_K}{\mathrm{\Σ}}}(d_n^{\left(c\right)}\·\exp \left({\mathrm{j\φ}}_k\right)\·\mathrm{Tx}\_\mathrm{amplit}\left(k\right))f(t-{\mathrm{nT}}_a)\·\exp \left({\mathrm{j\ω}}_a\mathrm{kT}\right)),$

所述信号叠加模块将统一相位旋转后的两个频段信号的叠加：

s_{FA_band}＝s _{F_band} (kT)+s _{A_band} (kT)，

其中，c＝1，...C为载波数目；n＝1，...N_k为基带用户数目；d为基带数据，包括扩频数据和Midamble码；f(t)为FIR滤波器；ω_c为载波的频点；exp(jφ_k)为多载波独立相位调节因子；Tx_amplit(k)为物理层幅度调节因子。

15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述削峰模块对来自所述信号叠加模块叠加后的第一频段和第二频段的多载波信号进行CFR削峰操作包括：

削峰输出信号为：

s_{FA_cfr}(t)＝s_{FA_band}(t)-(|s_{FA_bandpk}(t)|-A)·exp(j·angle(s_{FA_band pk}(t))).*h(n)，

其中，s_{FA_bandpk}(t)为输入信号的峰值点；A为削峰门限；h(n)为保存在RAM中的原型滤波器。

16.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述预失真模块对来自所述削峰模块削峰后的信号进行DPD处理包括：

DPD输出信号为：

$s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{DPD}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)}$

$=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\·{\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right),$

${\mathrm{LUT}}_m\left(\right|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\left|\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|s_{\mathrm{FA}\_\mathrm{cfr}}(n-m)\right|}^{(q-1)},m=1...M,n=1...N,$

其中，w_m，q，m＝1...M，q＝1...Q为DPD自适应滤波计算得到的预失真系数。

17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述预失真模块通过对发射通道和接收通道采用I/Q两路分别采样结构，将DPD输出的I/Q两路信号分别采样，

当在信号采样之前进行复数调制，搬移到中频ω_c，则只有上边带有信号，即：

s_{FA_IF}(n)＝s_{FA_DPD}(n)·exp(jω_c(n))

＝I_{FA_DPD}·cos(ω_c(n))-Q_{FA_DPD}·sin(ω_c(n))+j[I·sin(ω_c(n))+Q·cos(ω_c(n))]

＝I_{FA_IF}+Q_{FA_IF}，

s_{FA_rf}＝I_{FA_IF}·cos(ω_LOt)-Q_{FA_IF}·sin(ω_LOt)，

则射频频率为本振频率与中频频率之和，即ω_RF＝ω_LO+ω_C。

18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述预失真模块通过对发射通道和接收通道采用I/Q两路分别采样结构，采集得到的信息均映射到第1Nyquist区和第2Nyquist区。

19.如权利要求12所述的装置，其特征在于，当反馈通道采用I/Q两路分别采样结构时，

I_in＝s_{FA_rf}·cos(-ω_LOt)

Q_in＝s_{FA_rf}·sin(-ω_LOt)。

20.如权利要求19所述的装置，其特征在于，当反馈通道或者发射通道之一采用I/Q两路分别采样结构时，通过DPD的训练序列完成I/Q两路不平衡的参数评估；

当反馈通道和发射通道均采用I/Q两路分别采样结构时，分别评估发射通道和反馈通道的I/Q两路不平衡，包括：

评估发射通道I/Q两路不平衡参数：

对反馈信号只取I路或者Q路信号，屏蔽反馈信号的不平衡；

保留发射通道的不平衡信息，在数字域进行正交解调，得到发射链路的不平衡，

评估反馈通道I/Q两路不平衡参数：

发射端仅I路发射信号，Q路不发信号，或者仅Q路发射信号，I路不发信号，屏蔽发射通道的不平衡；

在反馈通道I/Q两路分别采样，进行参数评估得到反馈通道的I/Q两路不平衡参数。

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