CN102263492A - 半导体器件和电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供半导体器件和电源装置。使用如下电源拓扑，其中晶体管提供在整流电路的输出节点侧上。电感器提供在参考节点侧上，电阻器***在晶体管与电感器之间，并且电阻器的一端耦合到PFC电路的接地电源电压。PFC电路包括平方电路，该平方电路对输入电压检测信号和反馈信息(误差放大器电路的输出电压)的相乘结果进行平方。PFC电路在电阻器处形成的检测电压达到零时将晶体管驱动为导通并且在检测信号达到平方电路的输出信号时将晶体管驱动为截止。

Description

半导体器件和电源装置

相关申请的交叉引用

这里通过参考引入2010年5月28日提交的日本专利申请No.2010-129971以及2010年11月17日提交的日本专利申请No.2010-257090的全部公开内容，均包括说明书、附图和摘要。

技术领域

本发明涉及半导体器件和使用该半导体器件的电源装置，并且具体地涉及当应用于具有功率因子校正电路的开关电源装置时有效的技术。

背景技术

例如在专利文献1中已经描述了一种技术，该技术基于无输入电解电容器的一个转换器***，使用平方电路和加法器控制开关的脉宽，以降低在开关电源装置中的输入电流的失真率。

[专利文献1]日本未审查专利公开No.2002-300780。

发明内容

近来在各个领域正在加快节能。作为其中之一，例如在照明领域，代替白炽灯，使用发光效率良好的发光二极管(LED)的LED灯泡迅速变得无处不在。LED灯泡通过向每个发光二极管施加由例如AC-DC转换器等生成的功率而驱动。图28是图示作为本发明的前提讨论的AC-DC转换器的配置例子的示意图。图29是示出图28的操作的例子的波形图。图28所示的AC-DC转换器用作包括PFC(PFC：功率因子校正)电路的升压型功率转换器(升压型转换器)。使用商用电源的AC-DC转换器通常具有PFC电路以避免出现由于经由AC电源线的其它装置中的谐波电流导致的障碍(误操作、发热、烧毁等)。

在图28中，商用电源(AC)(例如，85Vrms至264Vrms等)首先通过整流电路DB1全波整流。当晶体管Q1导通时来自整流电路DB1的输入功率存储或积累在变压器TR2的电感器LM1中，并且当晶体管Q1截止时存储在电感器LM1中的功率经由二极管D1放电到输出电容器Cout。此时，PFC电路PIC10被输入有关于流到电感器LM1中且经由变压器TR2的辅助绕组LMs检测到的输入电流Iin的信息(Vz)、关于来自整流电路DB1的输入电压Vin的信息(Vin’)、关于输出电压Vout的信息(Vout’)以及关于流过晶体管Q1的电流Iq1的信息(Vcs)。当由于信息Vz而检测到输入电流Iin已达到零时，PFC电路PIC10将晶体管Q1驱动为导通(即，在电流临界模式中操作)。当由于信息Vcs而检测到电流Iq1已达到Vin’的预定倍数(对应于Vout’的倍数)时，PFC电路PIC10将晶体管Q1驱动为截止。因此，流过电感器LM1的输入电流Iin(流过AC电源线的交流电流Iac)变为正弦曲线形状，因而能够实现AC电源线中形成的谐波电流的减少。

然而，如图28所示的这种AC-DC转换器经受如下限制：输出电压Vout应设置为高于输入电压Vin(例如，85Vrms至264Vrms)(例如，在广泛适应的情况中Vout＝390V等)。因此，诸如其中存储有信息Vout的输出电容器Cout、耦合到随后级的控制电路等之类的电路部件需要使用具有高击穿电压(例如400V或更高)的部件。担心的是将出现部件成本的增加以及电源装置的尺寸增加。此外，当如照明领域所代表的那样驱动不需要具有程度上高的电压的器件时，需要如图30的电源***中所示在如图28所示那样的升压型转换器UPC的随后级中提供降压型功率转换器(降压型转换器)DWC。在这种情况下，担心部件成本的进一步增加和电源***的尺寸的进一步增加。

因此，为了解决这种问题，例如，在照明领域等中可以使用如图31所示那样的回扫型AC-DC转换器。图31是图示了作为本发明前提讨论的AC-DC转换器的另一配置例子的示意图。在图31中，按照类似于图28的方式，当晶体管Q1导通时来自整流电路DB1的输入功率首先经由变压器TR1的初级绕组(电感器)LM1存储或积累在变压器TR1中。然而，与图28的情况不同，当晶体管Q1截止时，存储在变压器TR1中的功率经由二极管D1从变压器TR1的次级绕组(电感器)LM2放电到输出电容器Cout。

图31的PFC电路PIC10具有类似于图28的配置并且被输入有关于经由变压器TR1的辅助绕组LMs检测到的存储在变压器TR1中的功率的信息(Vz)、关于来自整流电路DB1的输入电压Vin的信息(Vin’)、关于输出电压Vout的信息(Vout’)以及关于流过晶体管Q1的输入电流Iin的信息(Vcs)。当变压器TR1的存储功率已经达到零(换言之，流过电感器LM2的输出电流Iout变为零)时，PFC电路PIC10将晶体管Q1驱动为导通(即，它在电流临界模式中操作)。当经由Vcs流过晶体管Q1的输入电流Iin已经达到Vin’的预定倍数(对应于Vout’的倍数)时，PFC电路PIC10将晶体管Q1驱动为截止。当使用这样的配置例子时，例如，如照明领域所代表的那样，当驱动不需要具有程度上高的电压的器件时，变压器TR1的初级绕组LM1的匝数n1设置为大于次级绕组LM2的匝数n2，并且图31的例子可以操作为降压型转换器DWC。因而，如图33的电源***中所示，与图30的情况相比，能够实现部件数目的减少并且可以实现电源***的成本降低、尺寸减小等。

然而，担心的是，在使用如图31所示那样的配置例子的情况下将出现以下问题。第一个问题是，流过AC电源线的交流电流Iac的波形变为类似如图34(b)所示梯形那样失真的形状。图34(a)和图34(b)分别示出流过AC电源线的交流电流的波形的一个例子，其中图34(a)是其中使用图28的升压型转换器的波形图，而图34(b)是其中使用图31的回扫型转换器的波形图。因而，当使用图28的配置例子时，交流电流波形Iac变为正弦波，而当使用图31的配置例子时，交流电流波形Iac变为失真波形。该失真减小功率因子并且引起AC电源线上的谐波电流。

图34(a)和图34(b)之间的不同从性质上来说产生自如下事实：当使用图28的配置例子时，如图29所示输入电流Iin在晶体管Q1的导通/截止时段期间持续流动，而当使用图31的配置例子时，如图32所示输入电流Iin只在晶体管Q1的导通时段期间流动。更具体而言，这是因为当使用图28的配置例子时，如下式(1A)所示输入电流Iin变为与指示正弦波的输入电压Vin成比例的值，而当使用图31的配置例子时，如下式(2A)所示在Iin和Vin之间并不建立简单比例关系。

$\mathrm{Iin}=\frac{K}{2\×\mathrm{Rcs}}\·\mathrm{Vin}......\left(1A\right)$

(K：电路设计常数)

$\mathrm{Iin}=\frac{K}{2\×\mathrm{Rcs}}\·\frac{\mathrm{Vin}\×(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}+(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}......\left(2A\right)$

(K：电路设计常数)

作为第二个问题，可能涉及部件成本的增加以及电源装置的尺寸增加。尽管与图28的配置例子相比，使用图31的配置例子能够使得部件成本降低以及电源装置尺寸减小，但在将图31的配置例子应用于例如LED灯泡等的情况下，存在对进一步小型化、部件成本的进一步降低等的需求。在图31的配置例子中，具有初级绕组LM1、次级绕组LM2和辅助绕组LMs的变压器TR1的尺寸特别大。当初级绕组LM1的电感值设置为例如1mH等时，变压器TR1可以采用如可以分别呈现为大约15mm的长度、宽度和高度的尺寸。

作为第三个问题，涉及功率转换效率的降低。在如图31所示的这种回扫***中，当在晶体管Q1截止时从变压器TR1的次级绕组LM2侧获取功率时，由于流入初级绕组LM1侧的电流(回扫电流)而出现相对较大的损耗。一般而言，例如，如图28所示的这种升压型转换器的功率转换效率为95％等，而诸如图31所示的回扫型转换器的功率转换效率为85％等。

鉴于前述情况作出了本发明。本发明的以上以及其它目的和新颖特征从说明书和附图的描述中将显而易见。

在本申请中公开的本发明的典型实施例的概要将简述如下：

根据本实施例的电源装置包括整流电路、开关元件、电感器、电流检测电阻器、控制电路、输入电压检测电路、二极管以及输出电容器。该电源装置能够通过控制电路对开关元件的导通/截止控制来改善流入整流电路的电流波形的功率因子。整流电路对交流功率进行整流并基于第二节点将功率供给到第一节点。开关元件具有耦合到第一节点的一端。电感器具有耦合到第二节点的一端。电感器在开关元件被驱动为导通时经由开关元件在其中存储第一节点的功率，并且在开关元件被驱动为截止时对所存储的功率进行放电。电流检测电阻器***在开关元件的另一端与电感器的另一端之间。控制电路允许用作电流检测电阻器的一端的第三节点用作接地电源电压，并控制开关元件的导通/截止。输出电容器和二极管***在用于对存储在电感器中的功率进行放电的路径上。输入电压检测电路通过第一节点与第三节点之间的电阻分压来输出第一电压。这里，控制电路使用在用作电流检测电阻器的另一端的第四节点处形成的第二电压和第一电压来将开关元件驱动为截止，以由此实现功率因子的改善。

使用这种电源拓扑改善功率因子能够使得减小电源装置以及包括该电源装置的整个电源***的尺寸。在执行特别是电流临界模式操作时，控制电路检测来自电流检测电阻器的第二电压以由此确定提供用于将开关元件驱动为导通的定时以及提供用于将开关元件驱动为截止的定时，从而带来在尺寸减小等方面的有用性。

根据本实施例的半导体器件包括第一端子至第四端子、乘法电路、平方电路、第一比较器电路和第二比较器电路，并且担任改善功率因子的功能。与通过对交流功率进行整流获得的电压成比例的第一电压输入到第一端子。第二端子输出用于将外部开关元件驱动为导通的导通电平和用于将外部开关元件驱动为截止的截止电平。当第二端子输出导通电平时，功率经由开关元件积累在外部电感器中。当第二端子输出截止电平时，电感器的功率被放电。从通过电感器的功率驱动的外部负载输出的反馈信号输入到第三端子。与流过电感器的电流成比例的第二电压输入到第四端子。乘法电路将反馈信号和第一电压彼此相乘。平方电路对乘法电路的输出电压执行平方算术运算。第一比较器电路检测到第二电压已经达到平方电路的输出电压。第二比较器电路基于第二电压检测到流过电感器的电流已经达到零电平。这里，第二端子响应于来自第二比较器电路的检测信号输出导通电平并响应于来自第一比较器的检测信号输出截止电平。

从而，控制提供用于基于经由平方电路的信号将开关元件驱动为截止的定时，由此通过与若干电源拓扑的组合使得输入电流波形可以变为更接近于正弦波。由于面积并没有根据平方电路的设置而如此增加，所以在改善功率因子的同时还实现了电源装置的尺寸减小。半导体器件在与本实施例的上述电源拓扑的组合的情况下更有用。

将简要说明通过本申请中公开的本发明的典型实施例所获得的有益效果。可以使具有功率因子校正电路的电源装置小尺寸化。还可以实现功率因子的进一步改善。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一实施方式的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图2是图示图1的操作的示例的波形图；

图3是示出图2中平方电路的操作的概念的说明性示图；

图4是图1的辅助示图；

图5是以放大形式示出图2的部分的波形图；

图6是示出图1的比较例子的电路配置的示意图；

图7(a)和图7(b)分别是示出在使用图1所示电源装置的情况下的输入电流波形的仿真结果的波形图；

图8是图示具有图1的电源装置的LED照明设备的示意性配置例子的概要图；

图9是示出图1的电源装置的乘法电路的具体配置例子的电路图；

图10是描绘出图1的电源装置的平方电路的具体配置例子的电路图；

图11是示出根据本发明第二实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图12是图示根据本发明第三实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图13是示出图12的操作的示例的波形图；

图14是以放大形式图示图13的部分的波形图；

图15(a)和图15(b)分别是示出在使用图12所示电源装置的情况下的输入电流波形的仿真结果的波形图；

图16是示出图12的电源装置的修改电路配置的一个例子的示意图；

图17是图示图12的电源装置的另一修改电路配置的一个例子的示意图；

图18是示出图12的电源装置的又一修改电路配置的一个例子的示意图；

图19是描绘出根据本发明第四实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图20是示出图19的电源装置的修改电路配置的一个例子的示意图；

图21是描绘出根据本发明第五实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图22是示出图21的电源装置的修改电路配置的一个例子的示意图；

图23是图示根据本发明第六实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图24是示出图23的操作的示例的波形图；

图25(a)和图25(b)示出图23中振荡器和三角波发生器的细节，其中图25(a)是示出其配置例子的电路图，图25(b)是示出图25(a)的操作的例子的波形图；

图26是图示根据本发明第七实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图27是示出图26的操作的示例的波形图；

图28是图示作为本发明前提讨论的AC-DC转换器的配置例子的示意图；

图29是示出图28的操作的例子的波形图；

图30是示出图28所示AC-DC转换器所应用到的整体电源***的配置例子的框图；

图31是图示作为本发明前提讨论的AC-DC转换器的另一配置例子的示意图；

图32是示出图31的操作的例子的波形图；

图33是图示图31所示AC-DC转换器所应用到的整体电源***的配置例子的框图；

图34(a)和图34(b)分别示出说明流过AC电源线的交流电流的波形的一个例子，其中图34(a)是在使用图28所示升压型转换器的情况下的波形图，图34(b)是在使用图31所示回扫型转换器的情况下的波形图；

图35是图示根据本发明第八实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图36(a)和图36(b)分别是各自示出出现开关损耗的条件的一个例子的典型示图，其中图36(a)示出使用图35的电源装置的情况，作为其比较例子，图36(b)示出使用图1的电源装置的情况；

图37是图示根据本发明第九实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图；

图38是示出图37的电源装置的操作的示例的波形图；以及

图39是示出在图37的电源装置中流动的输入电流中包含的高谐波的验证结果的示图。

具体实施方式

在以下实施例中，为方便起见，每当情况需要时就将通过把主题划分成多个部分或实施例来描述该主题。然而，除非另外特别指出，否则该多个部分或实施例并非彼此无关。其一个部分或实施例将利用另一个部分或实施例的一些或全部的修改、细节、补充说明等来完成。当在以下实施例中涉及元件数目等(包括件数、数值、数量、范围等)时，除非另外特别指出以及原则上明确限于特定数目，否则其数目并不限于该特定数目，而是可以大于或小于或等于该特定数目。

另外无需说的是，除非另外特别指出以及原则上认为明确必需的，否则在以下实施例中采用的组件(包括元件或要素步骤等)并不总是必需的。类似地，当在以下实施例中涉及组件等的形状、位置关系等时，除非另外特别指出以及原则上认为不明确如此等，否则它们将包括与其形状等基本类似或相似的那些形状等。这甚至类似地适用于上述数值和范围。

配置实施例的相应功能块的电路元件并不特别地限制，但通过已知CMOS(互补MOS晶体管)等的IC技术形成在如单晶硅的半导体衬底之上。以下将基于附图具体描述本发明的优选实施例。顺便提及，原则上在用于描述实施例的所有附图中，相同参考标号分别附于相同组件或部件，并且将省略其重复描述。

(第一实施例)

《电源装置[1]的整体电路配置》

图1是示出根据本发明第一实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。图1所示的电源装置包括整流电路DB1、功率因子校正(PFC)电路(半导体器件)PIC1、晶体管(开关元件)Q1、电阻器Rac1、Rac2和Rcs、电感器L1、二极管D1、输出电容器Cout以及电源发生器VCCGEN。输出电容器Cout耦合在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间，并供给在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间获得的输出电压Vout作为负载电路LOD的电源电压。这里，示出多个发光二极管LED[1]至LED[n]作为负载电路LOD的一个例子。LED[1]至LED[n]分别串联耦合以便利用Vout(+)侧作为正极而利用Vout(-)侧作为负极。

整流电路DB1通过例如四个二极管Da1、Da2、Db1和Db2对商用电源(AC)(交流电压Vac和交流电流Iac)进行全波整流，并利用正极性输出节点Vout(+)作为参考，向整流输出节点Ndb1输出输入电压Vin和输入电流Iin。电阻器Rac1和Rac2串联耦合在整流输出节点Ndb1与接地电源电压GND1之间并从其共同耦合节点输出输入电压检测信号Vin’，该输入电压检测信号Vin’作为通过电阻分压从Vin产生的值。晶体管(这里为n沟道型功率MOS晶体管)Q1具有耦合到整流输出节点Ndb1的漏极、耦合到节点Nsw的源极以及通过从PFC电路PIC1生成的占空比控制信号PWM驱动的栅极。电阻器Rcs耦合在节点Nsw与接地电源电压GND1之间，并且电感器L1耦合在接地电源电压GND1与正极性输出节点Vout(+)之间。二极管D1具有耦合到负极性输出节点Vout(-)的阳极和耦合到节点Nsw的阴极。

PFC电路(半导体器件)PIC1通过接地电源电压GND1以及电源电压VCC操作，并响应于通过电阻器Rcs在节点Nsw处获得的检测电压Vcs和输入电压检测信号Vin’来输出占空比控制信号PWM。这里电源电压VCC通过电源发生器VCCGEN生成。在上电时，电源发生器VCCGEN经由二极管Dvcc1和电阻器Rvcc1将整流输出节点Ndb1的功率存储在电容器Cvcc中并由此生成电源电压VCC。另一方面，当功率稳定时，电源发生器VCCGEN经由二极管Dvcc2和电阻器Rvcc2将正极性输出节点Vout(+)的功率存储在电容器Cvcc中并由此生成电源电压VCC。

PFC电路PIC1包括平方电路SQ、比较器电路CMPp和CMPz、设置/复位锁存器电路SRLT、驱动器电路DRV、缓冲器电路BF、开关电路SW1、低通滤波器电路LPF以及误差放大器电路EA。当从比较器电路CMPp输出复位信号RT时，设置/复位锁存器电路SRLT通过驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“L”电平(截止电平)。当从比较器电路CMPz输出设置信号ST时，设置/复位锁存器电路SRLT通过驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“H”电平(导通电平)。当开关节点Nsw处的检测电压Vcs变得低于期望比较电压Vr1时，比较器电路CMPz输出设置信号ST。

缓冲器电路BF按照增益1缓冲检测电压Vcs并通过开关电路SW1将该检测电压Vcs输出到低通滤波器电路LPF。开关电路SW1在其中设置/复位锁存器电路SRLT将占空比控制信号PWM驱动为“L”电平(截止电平)的时段期间导通。误差放大器电路EA放大低通滤波器电路LPF的输出电压和预定比较电压Vr2之差。乘法电路MUL将误差放大器电路EA的输出电压与输入电压检测信号Vin’彼此相乘并生成作为其相乘结果的输出信号Vm。平方电路SQ对输出信号Vm进行平方并生成作为其平方结果的输出信号Vs。当检测电压Vcs超过输出信号Vs时，比较器电路CMPp输出复位信号RT。

图1所示的电源装置主要具有两个特征。第一个特征在于，使用高侧反转型转换器的电源拓扑执行PFC电路PIC1进行的控制，在该高侧反转型转换器的电源拓扑中，晶体管Q1提供在整流电路DB1的高电势输出节点(Ndb1)侧上，电感器L1提供在整流电路DB1的低电势输出节点(Vout(+))侧上，并且输出电容器Cout提供在位于晶体管Q1和电感器L1之间的节点与节点Vout(+)之间。特别是在此时，电源装置的特征在于，电阻器Rcs提供在晶体管Q1与电感器L1之间并且电阻器Rcs的一端耦合到PFC电路PIC1的接地电源电压GND1，以及输入电压检测信号Vin’通过在节点(Ndb1)与接地电源电压GND1之间的电阻分压获得，第二个特征在于，平方电路SQ提供在乘法电路MUL的随后级中并且占空比控制信号PWM的导通电平时段由平方电路SQ的输出信号Vs确定。这些特征的细节将在随后适当时进行说明。

《电源装置[1]的整体电路操作》

图2是示出图1的操作的示例的波形图。图3是示出图1中平方电路SQ的操作的概念的说明图。首先，当如图2所示占空比控制信号PWM处于“H”电平(导通电平)时，将晶体管Q1驱动为导通，从而增长的输入电流Iin通过电阻器Rcs流入电感器L1，因而导致功率在电感器L1中的积累。随着输入电流Iin的增加，在电阻器Rcs的一端(节点Nsw)处形成的检测电压Vcs也以增长的形式增加。

另一方面，当检测电压Vcs达到平方电路SQ的输出信号Vs的电压值时，从比较器电路CMPp生成复位信号RT以将占空比控制信号PWM转变成“L”电平(截止电平)，从而将晶体管Q1驱动为截止。这样做时，利用积累在电感器L1中的功率作为电动力，输出电流Iout流过正极性输出节点Vout(+)、负极性输出节点Vout(-)、二极管D 1和电阻器Rcs的路径。负载电路LOD(LED[1]至LED[n])通过输出电流Iout驱动。在其中晶体管Q1截止的时段期间，流过电感器L1的电流(输出电流Iout)以递减的形式减小，并且在电阻器Rcs的一端(Nsw)处形成的检测电压Vcs也以类似方式降低。当检测电压Vcs落入比较器电路CMPz的比较电压Vr1以下时，生成设置信号ST从而再次将晶体管Q1驱动为导通。

比较电压Vr1设置为接近于零的值，例如几mV到几百mV。利用其设置，当输出电流Iout的值基本变为零时生成设置信号(零电流检测信号)ST，从而将晶体管Q1驱动为导通。也就是，图1所示的电源装置在电流临界模式中操作。在图1中，晶体管Q1的截止时段中的检测电压Vcs(即，输出电流Iout的检测结果)通过开关电路SW1输入到低通滤波器电路LPF。误差放大器电路EA检测Iout的检测值与预先确定的Iout的设置值(Vr2)之差。乘法电路MUL将误差放大器电路EA的检测结果反映在输入电压检测信号Vin’上以生成输出信号Vm。由于输入电压检测信号Vin’变为与作为正弦波(严格上来说，是正弦波的绝对值波形)的输入电压Vin成比例的波形，所以输出信号Vm作为正弦波(严格上来说，是正弦波的绝对值波形)，并且其电压幅度变为根据误差放大器电路EA的检测结果变化的波形。

由于平方电路SQ的输出信号Vs是通过对输出信号Vm进行平方获得的值，所以它变为如图2所示使正弦波变尖那样的波形。基于具有如上所述那样波形的输出信号Vs确定占空比控制信号PWM的“H”电平(晶体管Q1的导通)的时段，使得可以使在商用电源线(AC)中形成的交流电流Iac以如图3所示那样的方式从性质上接近于正弦波。如果在图3中不提供平方电路SQ，则图1的电源装置是如下这样的电路***，其中输入电流Iin(商用电源(AC)的交流电流Iac)以类似于上述图31的回扫型转换器的方式仅在其中晶体管Q1导通的时段期间流动。出于此理由，在图3中，以类似于图34(b)的方式，波形成为梯形电流波形(Iac’)，该梯形电流波形是以正弦波作为参考添加了凸面分量。

因而，为了抵消梯形波(Iac’)的凸面分量，平方电路SQ生成以正弦波作为参考具有凹面分量的输出信号Vs，并且图1的电源装置基于输出信号Vs生成虚拟电流波形(Iac”)(假设Iin(Iac)在晶体管Q1的导通/截止时段期间流动所生成的电流波形)。然后，实际上，Iin(Iac)仅在晶体管Q1的导通时段期间流动。出于此理由，凸面分量添加到凹面分量，从而导致获得接近于正弦波的电流波形(Iac)。顺便提及，根据这个概念，不一定需要平方电路SQ得到平方，而是可以采用如下乘数，该乘数具有仅用来抵消凹面分量的凸面分量。

尽管这里并不特别地限制，但图1的电源装置中相应电路的数值将通过按照以下方式引用它们的具体例子来进行说明。输入电压Vin是通过对商用电源(AC)(交流电压Vac)进行全波整流获得的值，如85Vrms至264Vrms等。电阻器Rac1和Rac2的电阻值分别为3MΩ和27kΩ等。在这种情况下，输入电压检测信号Vin’变成等于输入电压Vin的大约1/100的电压值。PFC电路PIC1的电源电压VCC为20V等。电感器L1的电感值为1mH等，并且输出电容器Cout的电容值为2μF等。假设耦合均具有正向电压3V的20个LED，则基于Vout(-)在正极性输出节点Vout(+)处形成的输出电压Vout为60V等。电阻器Rcs的电阻值为1Ω等。假设负载电路(LOD)的功率消耗为10W等，则输出电流Iout的电流值变为0.17A(＝10/60)。在这种情况下，在电阻器Rcs处消耗的功率变为29mW(＝0.17×0.17×1)，所以由该功率消耗引起的损耗对整个电源装置的功率转换效率的影响较小。

诸如图2所示的正弦的输入电压检测信号Vin’严格上来说在晶体管Q1截止时生成。当晶体管Q1导通时，输入电压检测信号Vin’大致固定在接地电源电压GND1的电平。从而，实际上，由于在使晶体管Q1截止时对应于输入电压检测信号Vin’的正弦波输出到乘法电路MUL，所以将例如图4所示那样的保持电路***到乘法电路MUL的输入部分中。图4所示的保持电路提供有二极管D2以及电容器Ch和电阻器Rh(由Ch和Rh组成的低通滤波器电路)，二极管D2中使用输入电压检测信号Vin’作为阳极输入，而电容器Ch和电阻器Rh并联耦合在二极管D2的阴极与接地电源电压GND1之间。相应器件常数由低通截止频率、AC电压检测电阻器(Rac1、Rac2)、电容器Ch对AC电压检测电阻器(Rac1、Rac2)的响应以及抗噪性等确定。例如，低通滤波器电路具有使得允许AC频率(例如50Hz或60Hz)从其通过并充分地截止开关频率(例如，大于或等于25kHz)的这样的频率特性。使用这样的保持电路使得可以基于时序对晶体管Q1截止时的输入电压检测信号Vin’求平均，以及使在二极管D2的阴极上的电压成形为对应于输入电压检测信号Vin’的正弦波。

《电源装置[1]的具体电路操作》

接下来参照图5说明图1所示的电源装置中主要部分的操作的具体例子。图5是以放大的形式示出图2的部分的波形图，并且示出了流过电感器L1的电流IL1和占空比控制信号(晶体管Q 1的栅极电压)PWM(二者是在图2中提取的)。在图2中，为便于说明，使占空比控制信号PWM的一个周期变长且针对每个周期的流过电感器L 1的电流IL1的峰值大不相同。然而，实践中，占空比控制信号PWM的一个时段是短的并且如图5所示电流IL1的峰值Ipk在给定短时段内应为大致恒定。假设电感器L1的电感值为L1、晶体管Q 1的导通时段为Ton、其截止时段为Toff、(跨电阻器Rcs的电压)＜＜Vout以及(晶体管Q1中的压降)＜＜Vout，则电流IL1的峰值Ipk表示为下式(1B)：

Ipk＝(Vin/L1)×Ton＝(Vin/Li)×Toff    ......(1B)

根据上式(1B)，占空比控制信号PWM的一个周期Tsw表示为下式(2B)：

Tsw＝Ton+Toff＝((Vin+Vout)/Vout)×Ton  ......(2B)

使用这些式，占空比控制信号PWM的一个周期中的输入电流Iin的平均值Iin_ave通过下式(3B)定义：

$\mathrm{Iin}\_\mathrm{ave}=\frac{(1/2)\×\mathrm{Ipk}\×\mathrm{Ton}}{\mathrm{Tsw}}=1/(2\·L1)\×\frac{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}\×\mathrm{Ton}......\left(3B\right)$

由于PFC电路PIC1的接地电源电压GND1耦合在晶体管Q1与电感器L1之间，所以输入电压检测信号Vin’表示为下式(4B)并成为与(电压Vin+Vout)成比例的值。

Vin’＝(Rac2/(Rac1+Rac2))×(Vin+Vout)  ......(4B)

当式(4B)中的(Rac2/(Rac1+Rac2))假设为K2并且误差放大器电路EA的输出信号假设为K1时，乘法电路MUL的输出信号Vm变为Vm＝K1·K2·(Vin+Vout)。相应地，平方电路SQ的输出信号Vs表示为下式(5B)。在式(5B)中，K＝(K1·K2)²。

Vs＝K·(Vin+Vout)²                     ......(5B)

比较器电路CMPp使用式(1B)的Ipk设置Rcs×Ipk＝式(5B)以当基于电阻器Rcs的检测电压Vcs达到输出信号Vs时将晶体管Q 1控制为截止。结果，导通时段Ton表示为下式(6B)：

Ton＝((K·L1)/Rcs)×(Vin+Vout)²/Vin    ......(6B)

将式(6B)代入式(3B)得到下式(7B)。平均值Iin_ave(输入电流Iin)变为与(Vin+Vout)成比例的值，因而导致接近于正弦波的波形。

Iin_ave＝(K/(2·Rcs))×Vout·(Vin+Vout)    ......(7B)

因而，图1所示的电源装置(PFC电路PIC1)获得在数值表达式概念下为(Vin+Vout)的函数形式的输入电压检测信号Vin’，对输入电压检测信号Vin’进行平方以生成式(6B)所表达的Ton中的项(Vin+Vout)²/Vin，并且通过Ton抵消式(3B)中分母的值(Vin+Vout)。从而，使式(3B)的平均值Iin_ave接近于对应正弦波的输入电压Vin的函数。

另一方面，为了使平均值Iin_ave成为Vin的完美函数，考虑使用如图6所示那样的配置例子。图6是示出说明图1所示的比较例子的电路配置的示意图。图6所示PFC电路PIC2提供有用于生成常数(Vout)的函数的常数发生器vOGEN、两输入加法器ADD和三输入乘法电路MUL’。两输入加法器ADD从式(4B)中所示的输入电压检测信号Vin’减去常数发生器VOGEN的输出(K2·Vout)并由此输出K2·Vin。三输入乘法电路MUL’将两输入加法器ADD的输出、输入电压检测信号Vin’和误差放大器电路EA的输出信号K1彼此相乘并由此生成输出信号Vm’(＝K1·(K2)²)·(Vin+Vout))。在使用输出信号Vm’代替图1的输出信号Vs的情况下在Ton中生成(Vin+Vout)的项，从而抵消式(3B)中分母的值(Vin+Vout)，以使得可以使平均值Iin_ave成为Vin的完美函数。

然而，当使用如图6所示那样的配置例子时，例如担心以下几点。首先，担心需要提供调整外部端子以便从常数发生器VOGEN生成最佳常数(K2·Vout)。也就是，PFC电路PIC2通过具有例如少量外部管脚(例如6个管脚或8个管脚)的小的半导体封装实现，但需要附加外部端子应对可根据将要应用的产品变化的Vout和K2，并且因此电源装置的小型化变得困难。由于两输入加法器ADD和三输入乘法电路MUL’也变得必要，所以根据其需要还担心PFC电路(电源装置)的尺寸增加以及成本的增加。因而当使用如图1所示那样的电源装置时，以其小尺寸化和低成本的配置，可以生成基本正弦曲线形状的输入电流波形，该基本正弦曲线形状的输入电流波形不是完美的正弦波，但在实际使用中具有足够的质量(能够根据需要并且充分地减少高谐波分量)。

图7(a)和图7(b)是示出在使用图1的电源装置情况下输入电流波形的仿真结果的波形图。图7(a)中示出了说明指示为正弦波的理想输入电流波形(理想***)以及在使用图1的电源装置的情况下通过式(7B)计算的理论输入电流波形(平方电路控制)的一个例子。图7(b)示出了指示以图1的电源装置为目标的电源电路仿真器的验证结果的一个例子。如图7(a)所示，理论输入电流波形(平方电路控制)其波形本身变为正弦波，如从式(7B)理解的那样，但在零交叉点中存在通过(K/(2·Rcs))·Vout²计算的偏移失真。然而，在如图7(b)所示的整个电源装置的电路操作中，零交叉处的失真的影响是处于没有特别问题的水平上的，并且就实际使用而言可以确保足够的波形质量。

《电源装置[1]的应用例子》

图8是示出具有图1的电源装置的LED照明设备的示意性配置例子的概要图。图8所示的LED照明设备SYS_LED用作灯泡型LED照明并且其内部具有多个发光二极管LED以及向LED供电且对应于图1的电源装置的布线板BD。分别用作独立部件(封装部件)的例如PFC电路(半导体器件)PIC1、电阻器Rac和Rcs、整流电路DB1、AC线滤波器电路FLT、晶体管Q1、二极管D1、输出电容器Cout、电感器L1等安装在布线板BD之上。布线板BD的直径例如约为4cm等。由于LED照明设备等需要特别地使用这种小布线板BD实现电源装置，所以需求每个单独部件(封装部件)的小型化。

当例如使用如图31所示那样的回扫型转换器时，担心由于晶体管TR1的尺寸特别大(当初级绕组侧上的电感值为例如大约1mH时，其长度、宽度和高度分别为大约15mm)，其小型化无法充分实现。因而，图1的电源装置的使用使得没必要提供具有初级绕组和次级绕组的变压器，并且使得可以根据来自电流检测电阻器Rcs的信息确定提供用于执行占空比控制信号PWM的导通电平和截止电平之间的切换的定时。出于此原因，具有辅助绕组的变压器也变得不必要。因此，可以代替变压器而提供电感器L1，使得实现电源装置的尺寸减小并且也可以实现部件成本的降低。其电感值为大约1mH的电感器L 1可以实现为在体积上例如等于图31中变压器TR1的大约一半。顺便提及，图8中的AC线滤波器电路FLT是用于消除从商用电源(AC)输入的高谐波分量的滤波器电路，并且放置在图1的整流电路DB1与商用电源(AC)之间。

《乘法电路和平方电路的细节》

图9是示出图1的电源装置中乘法电路MUL的具体配置例子的电路图。图9所示的乘法电路MUL具有npn型双极晶体管QN1至QN6、pnp型双极晶体管QP1和QP2以及电流源IS1、IS2、ISb和IS3。电流源IS1是可变电流源，通过该可变电流源电流值I1与输入电压IN1(图1的Vin’)成比例地变化。电流源IS2是可变电流源，通过该可变电流源电流值I2与输入电压IN2(图1中误差放大器电路EA的输出电压)成比例地变化。电流源IS3的电流值I3与内部常数成比例，并且电流源ISb的电流值由设计常数确定。图9所示的乘法电路一般称为跨导线性电路。现在关注在图9中由npn型双极晶体管QN1至QN6组成的闭环电路。因而，在npn型双极晶体管QN1至QN6的发射极-基极电压为VBE1至VBE6的情况下，建立“VBE1+VBE2+VBE3＝VBE4+VBE5+VBE6”的关系。

另一方面，流过npn型双极晶体管QN1、QN2、QN3、QN4、QN5和QN6的校正器电流(发射极电流)分别是I1、I2、Iqn3、Io、I3和Iqn3。这里，每个双极晶体管的发射极-基极电压VBE使用校正器电流(发射极电流)I、常数V_T以及常数Is表示为VBE≈V_T·1n(I/Is)，假设其基极电流可忽略。因此，建立“I1·I2·Iqn3＝Io·I3·Iqn3”的关系并且“Io＝((I1·I2)/I3)”。通过将电流Io转换成电压值，获得指示输入电压IN1(图1的Vin’)和IN2(图1的误差放大器电路EA的输出电压)的相乘结果的图1的输出信号Vm。

图10是示出图1的电源装置中的平方电路SQ的具体配置例子的电路图。图10所示的平方电路SQ具有npn型双极晶体管QN11至QN14、pnp型双极晶体管QP11和QP12以及电流源IS10和ISb，并且图10所示的平方电路SQ以与图9类似的方式用作跨导线性电路。电流源IS10是可变电流源，通过该可变电流源电流值I10与输入电压IN3(图1的Vm)成比例地变化。电流源ISb的电流值Ib由设计常数确定。现在关注在图10中由npn型双极晶体管QN11至QN14组成的闭环电路。因而，在npn型双极晶体管QN11至QN14的发射极-基极电压为VBE11至VBE14的情况下，建立“VBE11+VBE12＝VBE13+VBE14”的关系。另一方面，流过npn型双极晶体管QN11、QN12、QN13和QN14的校正器电流(发射极电流)分别是I10、I10、Ib和Io。因此，建立“I10·I10＝Ib·Io”的关系并且“Io＝((I10)²/Ib)”。通过将电流Io转换成电压值，获得其中对输入电压IN3(图1的Vm)进行平方的图1的输出信号Vm。

一般而言，乘法电路MUL和平方电路SQ可以通过例如由使用运算放大器的算术电路所代表的各种电路***来实现。然而使用运算放大器的算术电路精度高但其电路面积大并且功率消耗也变大。为此，使用如图9和图10所示那样的跨导线性电路，使得可以减小电路面积并且还可以使功率消耗相对较小。顺便提及，跨导线性电路这里可以使用双极晶体管来实现，但也可以使用例如每个MOS晶体管的亚阈值区域(其中源漏电流关于栅源电压呈指数上升的区域)来实现。在这种情况下，可以实现电路面积的进一步减小以及功率消耗的降低。

《电源装置[1]的优势》

因而，通过使用根据第一实施例的电源装置所获得的主要优势总结如下：作为第一个优势，可以实现电源装置的尺寸减小或者其成本的降低。该优势通过以下方式而实现：如上所述，首先使用高侧反转型转换器(也可以称为极性反转型斩波器***)的电源拓扑，最优化电流检测电阻器Rcs的***位置以及PFC电路PIC1与接地电源电压GND1的耦合点，以及使得变压器变为不必要。该优势还通过以下方式而实现：使用PFC电路PIC1中的平方电路SQ，而不使用诸如图6所示的诸如加法器ADD、三输入乘法电路MUL’等的复杂电路。

作为第二个优势，可以减少可能出现在输入电流中的高谐波分量。该优势通过以下方式而实现：通过使用平方电路SQ以及除此之外其与高侧反转型转换器的电源拓扑的组合，使得输入电压检测信号Vin’能够作为(Vin+Vout)的函数获取。作为第三个优势，可以提高功率转换效率。该优势从以下方式来获得：使用高侧反转型转换器的电源拓扑，而不使用如这种回扫型转换器的、利用变换器的电源拓扑。

顺便提及，在图1的电源装置中，输入电压检测信号Vin’通过乘法电路MUL进行倍增并且之后通过平方电路SQ进行平方，但输入电压检测信号Vin’可以在通过平方电路SQ进行平方之后通过乘法电路MUL进行倍增。然而，在这种情况下，担心由于输入电压检测信号Vin’被平方并输入到乘法电路MUL，所以在输入电压检测信号Vin’大和小的情况下输入到乘法电路MUL的信号之间的电平差变得非常大，从而造成难以确保PFC电路内部的信号操作范围。从这个观点来看，可能优选使用如图1所示那样的耦合顺序。当使用如专利文献1中所述那样的配置时，例如，需要将上述耦合顺序设置为后者，原因是需要平方电路的增益控制。然而，在本实施例中，可以使用前者的耦合顺序，因为增益控制是不必要的。

如上所述，图1的电源装置主要具有两个特征(平方电路和电源拓扑)，但不一定需要同时具有这两个特征。然而，即使在仅提供这两个特征中的任一个特征的情况下，也可以获得足够有用的优势。电源装置可以优选地同时具有这两个特征以获得更有益的优势。

(第二实施例)

第二实施例将说明图1所示电源装置的修改。

《电源装置[2]的整体电路配置》

图11是示出根据本发明第二实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注本电源装置与图1所示电源装置之间的不同点的同时进行描述。图11所示的电源装置与图1的电源装置的不同之处在于，PFC电路的接地电源电压GND1的耦合点和在这样情况下的检测电压Vcs的获取点以及二极管D1的位置不同，并且输出电压Vout反馈回到PFC电路。也就是，在图11的电源装置中，PFC电路PIC3的接地电源电压GND1耦合到电阻器Rcs的晶体管Q1侧上的节点Nsw，并且PFC电路PIC3从在电阻器Rcs的电感器L1侧上的节点获取检测电压Vcs。二极管D1***在电感器L1的一端与正极性输出节点Vout(+)之间，其中L1侧作为其阳极，并且Vout(+)侧作为阴极。在其***的情况下，负极性输出节点Vout(-)耦合到节点Nsw以及接地电源电压GND1。

此外，图11所示的电源装置包括串联耦合在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间的电阻器Rfb1和Rfb2，并且从用于通过电阻器对输出电压Vout进行电阻分压的节点输出输出电压检测信号Vout’。输出电压检测信号Vout’输入到PFC电路PIC3的误差放大器电路EA。误差放大器电路EA检测输出电压检测信号Vout’与预先确定的输出电压Vout的设置值(比较电压Vr2)之差并将其输出到乘法电路MUL。从乘法电路MUL输出的信号Vm以类似于图1的PFC电路PIC1的方式经由平方电路SQ输入到比较器电路CMPp。PFC电路PIC3具有反转型缓冲器电路IBF，该反转型缓冲器电路IBF在其中接收通过电阻器Rcs形成的检测电压Vcs作为输入并再次将其以-1倍输出。该反转型缓冲器电路IBF的输出电压通过比较器电路CMPp与平方电路SQ的输出信号Vs进行比较，并通过比较器电路CMPz与比较电压Vr1进行比较。

现在假设电压反馈***应用于图1的电源装置(即，其中添加如图11所示那样的电阻器Rfb1和Rfb2)，PFC电路检测通过将由电阻器Rcs和二极管D1形成的电压添加到由电阻器Rfb1和Rfb2的电阻分压检测的输出电压所获得的电压。在这种情况下，担心在输出电压的检测值中出现错误。另一方面，当使用图11所示的电源装置时，PFC电路PIC3在Vout(-)作为GND1的情况下检测输出电压，由此使得可以高精度地检测输出电压。

(第三实施例)

第三实施例将说明其中第一实施例所述的平方电路SQ应用于回扫型转换器的情况。

《电源装置[3]的整体电路配置》

图12是示出根据本发明第三实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。图12所示的电源装置包括整流电路DB1、功率因子校正(PFC)电路(半导体器件)PIC4、晶体管(开关元件)Q1、电阻器Rac1、Rac2、Rcs、Rfb1和Rfb2、变压器TR1、二极管D1以及输出电容器Cout。输出电容器Cout耦合在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间并向负载电路(未示出)供给输出电压Vout，该输出电压Vout是利用负极性输出节点Vout(-)作为参考而在正极性输出节点Vout(+)处产生的。负极性输出节点Vout(-)耦合到接地电源电压GND1。

整流电路DB 1对商用电源(AC)(交流电压Vac和交流电流Iac)进行全波整流并利用接地电源电压GND1作为参考向整流输出节点Ndb1输出输入电压Vin和输入电流Iin。电阻器Rac1和Rac2串联耦合在整流输出节点Ndb1与接地电源电压GND1之间并从其共同耦合节点输出作为从输入电压Vin通过电阻分压产生的值的输入电压检测信号Vin’。变压器TR1具有初级绕组(电感器)LM1、次级绕组(电感器)LM2和辅助绕组(电感器)LMs。晶体管(这里为n沟道型功率MOS晶体管)Q1具有经由初级绕组LM1耦合到整流输出节点Ndb1的漏极、耦合到电阻器Rcs的一端的源极和通过从PFC电路PIC4生成的占空比控制信号PWM驱动的栅极。电阻器Rcs的另一端耦合到接地电源电压GND1。二极管D1具有经由次级绕组LM2耦合到接地电源电压GND1的阳极和耦合到正极性输出节点Vout(+)的阴极。电阻器Rfb1和Rfb2串联耦合在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)(GND1)之间，并从其共同耦合节点输出作为从输出电压Vout通过电阻分压产生的值的输出电压检测信号Vout’。

PFC电路(半导体器件)PIC4通过接地电源电压GND1和电源电压VCC操作，并响应于输入电压检测信号Vin’、电阻器Rcs的检测电压Vcs以及输出电压检测信号Vout’来输出占空比控制信号PWM。PFC电路PIC4包括乘法电路MUL、平方电路SQ、比较器电路CMPp和CMPz、设置/复位锁存器电路SRLT、驱动器电路DRV、误差放大器电路EA以及保护齐纳二极管ZD1。

当从比较器电路CMPp输出复位信号RT时，设置/复位锁存器电路SRLT通过驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“L”电平(截止电平)。当从比较器电路CMPz输出设置信号ST时，设置/复位锁存器电路SRLT通过驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“H”电平(导通电平)。当通过变压器TR1的辅助绕组LMs获得的检测电压Vz变得低于预定比较电压Vr1时，比较器电路CMPz输出设置信号ST。顺便提及，当检测电压Vz中出现高电压时，比较器电路CMPz通过齐纳二极管ZD1的箝位操作而受到保护。误差放大器电路EA放大输出电压检测信号Vout’与预定比较电压Vr2之差。乘法电路MUL将误差放大器电路EA的输出电压和输入电压检测信号Vin’彼此相乘并由此生成指示其相乘结果的输出信号Vm。平方电路SQ对输出信号Vm进行平方并生成指示其平方结果的输出信号Vs。当基于电阻器Rcs的检测电压Vcs超过输出信号Vs时，比较器电路CMPp输出复位信号RT。

《电源装置[3]的整体电路操作》

图13是示出图12的操作的示例的波形图。首先，当如图13所示占空比控制信号PWM处于“H”电平(导通电平)时，晶体管Q1被驱动为导通，从而增加的输入电流Iin流过变压器TR1的初级绕组，并在变压器TR1中积累功率。随着输入电流Iin的增加，对应的检测电压Vcs也以增长的形式增加。另一方面，当检测电压Vcs达到平方电路SQ的输出信号Vs的电压值时，从比较器电路CMPp生成复位信号RT并因而占空比控制信号PWM转变为“L”电平(截止电平)，使得晶体管Q1驱动为截止。由于这样做时变压器TR1的初级绕组LM1和次级绕组LM2的电压极性分别反转，在变压器TR1中积累的功率经由次级绕组LM2放电。也就是，二极管D1在正向上偏置从而将输出电流Iout提供给对应的负载电路并由此执行输出电容器Cout的充电。在晶体管Q1截止的时段期间，流过次级绕组LM2的电流(输出电流Iout)以递减的形式减少。然后，当在变压器TR1中积累的功率达到零(Iout达到零)时，在辅助绕组LMs处检测到的电压Vz突然下降到零。当电压Vz落入比较器电路CMPz的比较电压Vr1以下时，生成设置信号ST使得再次将晶体管Q1驱动为导通。也就是，图12的电源装置在电流临界模式中操作。

在图12中，误差放大器电路EA检测输出电压检测信号Vout’与预定Vout’的设置值(Vr2)之差。乘法电路MUL将误差放大器电路EA的检测结果反映在输入电压检测信号Vin’上以生成输出信号Vm。由于输入电压检测信号Vin’采用与变为正弦波(严格上来说，是正弦波的绝对值波形)的输入电压Vin成比例的波形，所以输出信号Vm成为正弦波(严格上来说，是正弦波的绝对值波形)，并且其电压幅度变为根据误差放大器电路EA的检测结果变化的波形。由于平方电路SQ的输出信号Vs是通过对输出信号Vm进行平方获得的值，所以输出信号成为如图13所示那样使正弦波变尖的波形。

这里，按照类似于图1的电源装置的方式，图12所示的电源装置采用如下电路***，其中输入电流Iin在晶体管Q 1的导通时段期间流动并且输出电流Iout在其截止时段期间流动。如果在这种情况下不提供平方电路SQ，则交流电流Iac(输入电流Iin)的波形可能采用如图34所述的梯形形状。因而，占空比控制信号PWM的“H”电平(晶体管Q1的导通)的时段基于具有使正弦波变尖的这种波形的输出信号Vs来确定，由此使得可以使在商用电源线(AC)中形成的交流电流Iac接近于正弦波。

《电源装置[3]的具体电路操作》

接下来将参照图14说明图12的电源装置中的主要部分的操作的具体例子。图14是以展开的形式示出图13的部分的波形图，并示出均在图13中提取的占空比控制信号(晶体管Q1的栅极电压)PWM以及流过变压器TR1的初级侧的输入电流Iin和流过其次级侧的输出电流Iout。首先假设初级绕组LM1的电感值为LM1、次级绕组LM2的电感值为LM2、初级绕组LM1的匝数为n1以及次级绕组LM2的匝数为n2，则就变压器的特性而言建立下式(1C)的关系：

n1×Iin＝n2×Iout

LM2＝LM1×(n2/n1)²                   ......(1C)

参照图14，输入电流Iin的峰值Ipk1使用晶体管Q1的导通时段Ton表示在下式(2C)中，并且输出电流Iout的峰值Ipk2使用晶体管Q 1的截止时段Toff和输出电压Vout表示在下式(3C)中。

Ipk1＝(Vin/LM1)·Ton                 ......(2C)

Ipk2＝(Vout/LM2)·Toff               ......(3C)

将式(1C)和(2C)代入式(3C)中得到下式(4C)，并且占空比控制信号PWM的一个周期Tsw表示在下式(5C)中。

Toff＝(Vin/((n1/n2)·Vout))×Ton     ......(4C)

$\mathrm{Tsw}=\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{Vin}+(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}{(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}\×\mathrm{Ton}......\left(5C\right)$

使用这些式，在占空比控制信号PWM的一个周期中的输入电流Iin的平均值Iin_ave由下式(6C)定义：

$\mathrm{Iin}\_\mathrm{ave}=\frac{(1/2)\×\mathrm{Ipk}1\×\mathrm{Ton}}{\mathrm{Tsw}}=1/(2\·\mathrm{LM}1)\×\frac{\mathrm{Vin}\×(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}+(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}\×\mathrm{Ton}......\left(6C\right)$

另一方面，当电阻器Rac1和Rac2对输入电压Vin的电阻分压比假设为K2时，输入电压检测信号Vin’变为Vin’＝K2×Vin。当误差放大器电路EA的输出信号假设为K1时，乘法电路MUL的输出信号Vm变为Vm＝K1·K2·Vin。因此，当K＝(K1·K2)²时，平方电路SQ的输出信号Vs表示为下式(7C)：

Vs＝K·Vin²                    ......(7C)

由于当基于电阻器Rcs的检测电压Vcs达到输出信号Vs时比较器电路CMPp控制晶体管Q1为截止，所以在式(2C)中使用Ipk1将Rcs×Ipk1设置为Rcs×Ipk1＝式(7C)。结果，Ton表示为下式(8C)：

Ton＝((K·LM1)/Rcs)×Vin       ......(8C)

将式(8C)代入式(6C)中得到下式(9C)作为平均值Iin_ave：

$\mathrm{Iin}\_\mathrm{ave}=\frac{K}{2\×\mathrm{Rcs}}\·\frac{\mathrm{Vin}\×(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}+(n1/n2)\·\mathrm{Vout}}\×\mathrm{Vin}......\left(9C\right)$

因而，图12所示的电源装置(PFC电路PIC4)获取在数值表达式概念下为Vin函数形式的输入电压检测信号Vin’，并对其进行平方以生成如式(8C)中所示的Ton中的Vin项，并且通过Ton抵消式(6C)中分母的值(Vin+(n1/n2)·Vout)。从而，使式(6C)的平均值Iin_ave接近于对应正弦波的输入电压Vin的函数。

另一方面，由于平均值Iin_ave设置为Vin的完美函数，所以也考虑设置有加法器、常数发生器等的其它配置例子。这样做时，担心由于以类似于图6情况的方式需要附加外部端子并且PFC电路的电路面积增加而无法充分地实现电源装置的尺寸减小。因而，当使用如图12所示那样的电源装置时，由于其小尺寸化和低成本的配置可以生成基本正弦曲线形状的输入电流波形，该基本正弦曲线形状的输入电流波形不是完美的正弦波但在实际使用中具有足够的质量(能够根据需要且充分地减少高谐波分量)。

图15(a)和图15(b)分别是示出在使用图12所示电源装置情况下的输入电流波形的仿真结果的波形图。图15(a)中示出说明指示正弦波的理想输入电流波形(理想***)和在使用图12的电源装置的情况下通过式(9C)计算的理论输入电流波形(平方电路控制)的一个例子。作为其比较对象，图15(b)中示出指示在使用图31的上述电源装置的情况下通过式(2A)计算的理想输入电流波形(没有平方电路)的一个例子。正如从图15(a)和图15(b)间的比较中理解的那样，使用图12的电源装置能够使得输入电流波形变为接近于正弦波，并且从实践角度可以充分地减少高谐波分量。

《电源装置[3]的各种修改》

图16至图18分别是示出说明其中对图12的电源装置进行了修改的不同电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注图12的电源装置与这些不同电源装置之间的不同的同时进行描述。图16的电源装置在输出信息反馈方法方面不同于图12的电源装置。也就是，图12的电源装置设置为其中将关于输出电压Vout的信息(即，输出电压检测信号Vout’)反馈回到PFC电路PIC4的配置例子，而图16的电源装置设置为其中将关于输出电流Iout的信息反馈回到PFC电路PIC5作为输出电流检测信号Iout’的配置例子。例如，图12所示的电源装置是当组合电压驱动负载电路时应用的配置例子。图16所示的电源装置是当组合诸如发光二极管等的电流驱动负载电路时应用的配置例子。

在图16中，输出电流Iout通过***到负极性输出节点Vout(-)的电流路径(在Vout(-)与GND1之间)上的电阻器Rfb3转换成其对应电压。在PFC电路PIC5外部提供的误差放大器电路EA检测在电阻器Rfb3的一端(Vout(-))处形成的指示Iout的大小的电压与预先确定的Iout的设置值(比较电压Vr2)之差。然后通过检测结果控制在PFC电路PIC5外部提供的pnp型双极晶体管QP20的基极，使得从其发射极生成输出电流检测信号Iout’。

另一方面，PFC电路PIC5提供有布线节点Niof以及恒定电流源IBS，布线节点Niof用于将乘法电路MUL中的两个输入之一耦合到pnp型双极晶体管QP20的发射极，而恒定电流源IBS代替图12的PFC电路PIC4中提供的误差放大器电路EA，经由布线节点Niof供给用于确定pnp型双极晶体管QP20的操作点的电流。恒定电流源IBS和pnp型双极晶体管QP20用作其上反映输出电流Iout的大小的可变电流源。该可变电流源也可以用作图9所示的乘法电路MUL的恒定电流源IS2。

图17所示的电源装置是其中将图12所示的非绝缘型电源装置改变成绝缘型的配置例子。类似地，图18的电源装置是其中将图16所示的非绝缘型电源装置改变成绝缘型的配置例子。例如，存在这样的情况，其中从安全角度等来说，以负载电路的输出功率大为目标的电源装置需要具有非绝缘型配置。在这样的情况下，可以使用如图17或图18所示那样的电源装置。

在图17中，基于接地电源电压GND1操作变压器TR1的初级绕组LM1侧，而基于接地电源电压GND2操作变压器TR1的次级绕组LM2侧。也就是，负极性输出节点Vout(-)耦合到GND2。基于负极性输出节点Vout(-)在正极性输出节点Vout(+)处生成的输出电压Vout通过电阻器Rfb1和Rfb2进行分压。用于该电阻分压的节点耦合到分路调节器SR1的控制节点。电阻器Rfb4和光电耦合器PC1的输入路径从正极性输出节点Vout(+)侧按照顺序串联耦合在分路调节器SR1的阴极与正极性输出节点Vout(+)之间。分路调节器SR1按照如下方式改变其阴极的电压，使得其控制节点的电压变为在分路调节器SR1内部设置的参考电压Vref(即，Vout＝Vref×(Rfb1+Rfb2)/Rfb2)。流过光电耦合器PC1的输入路径的电流对应地变化。因而，其上反映这种电流的电流从光电耦合器PC 1的输出路径提取或取出并经由电阻器Rfb5转换成电压作为输出电压检测信号Vout’。PFC电路PIC4在配置上类似于图12并且响应于输出电压检测信号Vout’来操作。

如在图17的情况中那样，甚至在图18中，变压器TR1的初级绕组LM1侧也基于接地电源电压GND1操作，而变压器TR1的次级绕组LM2侧也基于接地电源电压GND2操作。流过次级绕组LM2侧的输出电流Iout通过***在负极性输出节点Vout(-)的电流路径(在Vout(-)与GND2之间)上的电阻器Rfb3转换成电压。误差放大器电路EA检测在电阻器Rfb3的一端(Vout(-))处形成的指示Iout的大小的电压与预先确定的Iout的设置值(比较电压Vr2)之差，并根据检测结果控制流过光电耦合器PC1的输入路径的电流。然后其上反映流过光电耦合器PC1的输入路径的电流的电流从光电耦合器PC1的输出路径提取或取出。PFC电路PIC5在配置上类似于图16并且向应于输出电流Iout’来操作。

因而，通过使用根据第三实施例的电源装置，典型地通过小尺寸化或低成本的配置，可以减少可能出现在输入电流中的高谐波分量。该有益效果通过在PFC电路中使用平方电路SQ而不使用其中组合加法器等的复杂电路而获得。由于对应的电源装置与根据第一实施例的电源装置相比需要具有变压器，所以根据第一实施例的电源装置在尺寸减小或成本降低方面是所期望的。然而，当例如需要绝缘型电源装置时，使用根据第三实施例的电源装置变得有用。

(第四实施例)

第一实施例已经示出其中将平方电路SQ应用于高侧反转型转换器的配置例子，在该高侧反转型转换器中，晶体管Q1布置在整流电路DB1的高电势输出侧上，并且电感器L1布置在低电势输出侧上。第四实施例将说明其中将平方电路SQ应用于低侧反转型转换器的配置例子，在该低侧反转型转换器中，电感器布置在整流电路的高电势输出侧上，并且晶体管布置在低电势输出侧上。

《电源装置[4]的整体电路配置》

图19是示出根据本发明第四实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。图19所示的电源装置具有整流电路DB1、功率因子校正(PFC)电路(半导体器件)PIC4、变压器TR2、晶体管Q1、二极管D1、输出电容器Cout、电阻器Rac1、Rac2、Rcs、Rfb11至Rfb14以及运算放大器OP1。输出电容器Cout耦合在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间并将输出电压Vout供给到负载电路(未示出)，该输出电压Vout是基于负极性输出节点Vout(-)而在正极性输出节点Vout(+)处产生的。

整流电路DB 1对商用电源(AC)(交流电压Vac和交流电流Iac)进行全波整流并基于接地电源电压GND1向整流输出节点Ndb1输出输入电压Vin和输入电流Iin。电阻器Rac1和Rac2串联耦合在整流输出节点Ndb1与接地电源电压GND1之间并从其共同耦合节点输出作为从输入电压Vin通过电阻分压产生的值的输入电压检测信号Vin’。变压器TR2具有电感器LM1和辅助绕组(电感器)LMs。晶体管(这里为n沟道型功率MOS晶体管)Q1具有经由电感器LM1耦合到整流输出节点Ndb1的漏极、耦合到电阻器Rcs的一端的源极和由从PFC电路PIC4生成的占空比控制信号PWM驱动的栅极。电阻器Rcs的另一端耦合到接地电源电压GND1。二极管D1具有耦合到晶体管Q1的漏极的阳极和耦合到正极性输出节点Vout(+)的阴极。

电阻器Rfb11耦合在负极性输出节点Vout(-)与运算放大器OP1的负极性输入节点之间，并且电阻器Rfb12耦合在正极性输出节点Vout(+)与运算放大器OP1的正极性输入节点之间。电阻器Rfb13耦合在运算放大器OP1的负极性输入节点与运算放大器OP1的输出节点之间，并且电阻器Rfb14耦合在运算放大器OP1的正极性输入节点与接地电源电压GND1之间。因而，运算放大器OP1用作差分放大器电路并从其输出节点生成输出电压检测信号Vout’。当电阻器Rfb11和Rfb12的电阻值都假设为R11并且电阻器Rfb13和Rfb14的电阻值都假设为R13时，Vout’＝(R13/R11)×(Vout(+)一Vout(-))。顺便提及，PFC电路PIC4在配置上类似于图12中的PFC电路，并且响应于从晶体管Q1和电阻器Rcs的耦合节点输出的检测电压Vcs以及通过辅助绕组LMs生成的检测电压Vz来输出占空比控制信号PWM。

《电源装置[4]的整体电路操作》

当在这种配置中占空比控制信号PWM处于“H”电平(导通电平)时，晶体管Q1被驱动为导通，从而增长的输入电流Iin流过变压器TR2的电感器LM1并且在电感器LM1中积累功率。随着输入电流Iin的增加，对应的基于电阻器Rcs的检测电压Vcs也以增长的形式增加。另一方面，当检测电压Vcs达到平方电路SQ的输出信号Vs的电压值时，从比较器电路CMPp生成复位信号RT并因而占空比控制信号PWM转变成“L”电平(截止电平)，从而将晶体管Q1驱动为截止。这样做时，利用LM1中的积累功率作为电动力，输出电流Iout流过二极管D1、Vout(+)和Vout(-)的路径，并由此执行输出电容器Cout的充电。在其中晶体管Q1截止的时段期间，输出电流Iout以递减的形式减小。然后，当输出电流Iout达到零时，在辅助绕组LMs处检测到的电压Vz突然下降为零。当电压Vz落入比较器电路CMPz的比较电压Vr1以下时，生成设置信号ST使得再次将晶体管Q1驱动为导通。也就是，图19的电源装置在电流临界模式中操作。

在图19中，通过由OP 1等组成的差分放大器电路将在正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间的输出电压Vout反馈回到PFC电路PIC4作为输出电压检测信号Vout’。此时，提供差分放大器电路用于允许PFC电路PIC4基于接地电源电压GND1检测在负极性输出节点Vout(-)与正极性输出节点Vout(+)之间的输出电压Vout。通过将电阻值R11与电阻值R13之比(R13/R11)设置为例如几十，可以根据输出电压Vout的电平(例如大约几十V)生成基于接地电源电压GND1在几V的电压范围中变化的输出电压检测信号Vout’。在PFC电路PIC4中，其误差放大器电路EA放大输出电压检测信号Vout’与比较电压Vr2(例如，大约几V)之差。乘法电路MUL将误差放大器电路EA的检测结果反映在输入电压检测信号Vin’上以生成输出信号Vm。平方电路SQ生成其中对输出信号Vm进行平方的输出信号Vs。

这里，按照根据第一实施例至第三实施例的电源装置类似的方式，图19所示的电源装置采用其中输入电流Iin在晶体管Q1的导通时段期间流动并且输出电流Iout在其截止时段期间流动的电路***。如果在这种情况下不提供平方电路SQ，则输入电流Iin的波形可以采用梯形形状。因而，按照类似于图1等的情况的方式，通过平方电路SQ生成具有使正弦波变尖那样的波形的输出信号Vs，并且基于输出信号Vs确定占空比控制信号PWM的“H”电平(晶体管Q1的导通)的时段，由此使得可以使在商用电源线(AC)中形成的交流电流Iac接近于正弦波。

《电源装置[4]的修改》

图20是示出图19的电源装置的修改电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注本修改与图19的电源装置之间的不同的同时进行描述。图20的电源装置在输出信息反馈方法方面与图19的电源装置不同。也就是，图19的电源装置示出为其中将关于输出电压Vout的信息(即，输出电压检测信号Vout’)反馈回到PFC电路PIC4的配置例子，而图20的电源装置采用其中将关于输出电流Iout的信息反馈回到PFC电路PIC5作为输出电流检测信号Iout’的配置例子。

在图20中，输出电流Iout通过***在负极性输出节点Vout(-)的电流路径(在输出电容器Cout的一端与负极性输出节点Vout(-)之间)上的电阻器Rfb3而转换成其对应的电压。在PFC电路PIC5外部提供的误差放大器电路EA检测在电阻器Rfb3的一端(Vout(-))处形成的指示Iout的大小的电压与预先确定的Iout的设置值(比较电压Vr2)之差。然后，通过检测结果控制在PFC电路PIC5外部提供的pnp型双极晶体管QP40的基极。pnp型双极晶体管QP40具有经由电阻器Rfb21耦合到正极性输出节点Vout(+)的发射极。从中流过的集电极电流输入到npn型双极晶体管QN40的集电极(基极)。npn型双极晶体管QN40在它本身与npn型双极晶体管QN41之间构成电流镜电路。输入到npn型双极晶体管QN40的电流传送到npn型双极晶体管QN41。传送到npn型双极晶体管QN41的电流反馈回到PFC电路PIC5作为输出电流检测信号Iout’。

当例如利用Vout(-)作为接地电源电压操作误差放大器电路EA时，误差放大器电路EA的输出电压并不对应于从PFC电路PIC5的接地电源电压GND1所见的适当电压范围。出于此原因，难以如在图16的情况中那样经由一个双极晶体管将电流反馈回到PFC电路PIC5。因而，对应于输出电流Iout的电流信号通过pnp型双极晶体管QP40生成并通过电流镜电路返回，之后反馈回到PFC电路PIC5。PFC电路PIC5在配置上类似于图16的PFC电路，并响应于输入电压检测信号Vin’、通过辅助绕组LMs形成的检测电压Vz、通过电阻器Rcs产生的检测电压Vcs以及输出电流检测信号Iout’来输出占空比控制信号PWM。

因而，通过使用根据第四实施例的电源装置，典型地通过小尺寸化或低成本的配置，可以减少可能出现在输入电流中的高谐波分量。该有益效果通过在PFC电路中使用平方电路SQ而不使用其中组合加法器等的复杂电路而获得。然而，由于对应的电源装置与根据第一实施例的电源装置相比需要具有变压器，所以根据第一实施例的电源装置在尺寸减小或成本降低方面是所期望的。

(第五实施例)

尽管上述第四实施例已经示出其中将平方电路SQ应用于低侧反转型转换器的配置例子，并且使用辅助绕组LMs执行电流临界模式中的控制，但第五实施例将说明其中使用电阻器而不是辅助绕组执行电流临界模式中的控制的配置例子。

《电源装置[5]的整体电路配置》

图21是示出根据本发明第五实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注本电源装置与图19的电源装置之间的不同的同时进行描述。图21所示的电源装置具有如下配置，其中与图19的电源装置相比，利用电感器L1替换图19所示的变压器TR2，并且电阻器Rcs2提供在电感器L1与正极性输出节点Vout(+)之间。当在晶体管Q1截止的情况下流过电感器L1的输出电流Iout达到零时，跨电阻器Rcs2形成的检测电压Vz也达到零。因此，这通过提供在PFC电路PIC4’内的比较器电路CMPz检测以由此实现电流临界模式中的控制。顺便提及，PFC电路PIC4’在比较器电路CMPz的输入部分方面与图19的PFC电路PIC4不同。也就是，基于接地电源电压GND1在辅助绕组中形成的检测电压Vz以及基于接地电源电压GND1设置的比较电压Vr1输入到PFC电路PIC4的比较器电路CMPz。相比而言，基于正极性输出节点Vout(+)在电阻器Rcs2中形成的检测电压Vz以及基于正极性输出节点Vout(+)设置的比较电压Vr1输入到PFC电路PIC4’的比较器电路CMPz。

《电源装置[5]的修改》

图22是示出图21的电源装置的修改电路配置的一个例子的示意图。图22所示的电源装置图示为其中将输出电流信息反馈回到PFC电路PIC5’的配置例子，而图21所示的电源装置图示为其中将输出电压信息反馈回到PFC电路PIC4’的配置例子。也就是，以类似于图21的电源装置的情况的方式，作为对图20的电源装置的比较目标，图22所示的电源装置提供有用于在电流临界模式中操作的电阻器Rcs2。此外，图22的电源装置等同于其中图20的PFC电路PIC5中比较器电路CMPz的输入部分如图21的电源装置中那样改变的电源装置。

由于与根据第四实施例的电源装置相比，使用根据第五实施例的电源装置使得不必提供辅助绕组(即变压器)，所以可实现电源装置的尺寸的进一步减小等。然而，由于在正极性输出节点Vout(+)处形成的电压电平(可以为100V或更高，假设采用接地电源电压GND1作为参考)输入到以GND1作为参考操作的PFC电路PIC4’和PIC5’中的每一个电路，所以必需确保PFC电路PIC4’和PIC5’的击穿电压。因此，从这个观点来看，优选地使用根据第一实施例的电源装置。

(第六实施例)

第六实施例将说明以类似于第一实施例和第二实施例的方式使用高侧反转型转换器的电源拓扑来执行电流持续模式而不是电流临界模式中的操作的电源装置。

《电源装置[6]的整体电路配置》

图23是图示根据本发明第六实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注本电源装置与第二实施例中描述的图11的电源装置之间的不同的同时进行描述。图23中所示的电源装置在电阻器Rcs的位置以及PFC电路PIC6的内部电路配置方面与图11的电源装置不同。电阻器Rcs的一端以类似于图11的方式耦合到PFC电路PIC6的接地电源电压GND1，但与图11不同的是，电阻器Rcs的另一端耦合到晶体管Q1。检测电压Vcs从电阻器Rcs的晶体管Q1侧上的节点输出。在此情况下，电感器L1的一端耦合到接地电源电压GND1以及负极性输出节点Vout(-)。

PFC电路(半导体器件)PIC6通过接地电源电压GND1和电源电压VCC操作，并响应于输入电压检测信号Vin’、通过电阻器Rcs获得的检测电压Vcs以及输出电压检测信号Vout’来输出占空比控制信号PWM。PFC电路PIC6包括乘法电路MUL、两个误差放大器电路EA1和EA2、比较器电路CMPp、设置/复位锁存器电路SRLT、驱动器电路DRV、放大器电路AMPi、振荡器OSC以及三角波发生器TWGEN。

当从比较器电路CMPp输出复位信号RT时，设置/复位锁存器电路SRLT经由驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“L”电平(截止电平)，并且当从振荡器OSC输出设置信号ST时，经由驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“H”电平(导通电平)。放大器电路AMPi放大检测电压Vcs并将其输出到误差放大器电路EA2的两个输入中的一个输入。误差放大器电路EA1基于比较电压Vr2放大通过电阻器Rfb1和Rfb2检测到的输出电压检测信号Vout’。乘法电路MUL将输入电压检测信号Vin’和误差放大器电路EA1的输出电压彼此相乘并将相乘结果输出到误差放大器电路EA2的两个输入中的另一个输入。误差放大器EA2放大放大器电路AMPi的输出电压与乘法电路MUL的输出电压之差并将其输出到比较器电路CMPp的两个输入中的一个输入。三角波发生器TWGEN使用由振荡器OSC输出的信号生成三角波信号并将其输出到比较器电路CMPp的两个输入中的另一个输入。

《电源装置[6]的整体电路操作》

图24是示出图23的操作的示例的波形图。首先，当振荡器OSC输出设置信号ST时，占空比控制信号PWM变为“H”电平(导通电平)，从而将晶体管Q1驱动为导通。因而，增长的输入电流Iin经由晶体管Q1和电阻器Rcs流过电感器L1，从而在电感器L1中积累功率。随着输入电流Iin的增加，在电阻器Rcs的一端处形成的对应检测电压Vcs也以增长的形式增加。之后，当从比较器电路CMPp输出复位信号ST时，占空比控制信号PWM变为“L”电平(截止电平)，从而将晶体管Q1驱动为截止。这样做时，利用积累在L1中的功率作为电动力，输出电流Iout流过正极性输出节点Vout(+)、二极管D1和负极性输出节点Vout(-)的路径。因而，通过输出电流Iout驱动负载电路(未示出)并由此对输出电容器Cout充电。

当晶体管Q1导通时，误差放大器电路EA1输出输出电压Vout关于设置电压(Vr2)的误差分量，并且乘法电路MUL生成其中将误差分量反映在输入电压检测信号Vin’上的输出电压。误差放大器电路EA2放大乘法电路MUL的输出电压与放大器电路AMPi的输出电压之差。基于乘法电路MUL的输出电压，当放大器电路AMPi的输出电压低时误差放大器电路EA2的输出电压的电平增加，使得从比较器电路CMPp输出设置信号ST到输出复位信号RT的时段(即，晶体管Q1的导通占空比)增加。相反当放大器电路AMPi的输出电压大时误差放大器电路EA2的输出电压的电平降低，使得晶体管Q1的导通占空比减少。然后，当已经过去对应于振荡器OSC的一个周期的时段时，再次输出设置信号ST，使得将晶体管Q1驱动为导通。利用这样的控制操作，流过晶体管Q1的输入电流Iin(流过AC电源线的交流电流Iac)跟随输入电压Iin并成为正弦曲线形状。

《振荡器和三角波发生器的细节》

图25(a)和图25(b)示出图23中的振荡器OSC和三角波发生器TWGEN的细节，其中图25(a)是示出其配置例子的电路图，而图25(b)是示出图25(a)的操作的例子的波形图。滞后比较器电路CMPh、根据滞后比较器电路CMPh的输出进行导通/截止控制的NMOS晶体管MN1、耦合到滞后比较器电路CMPh的(+)输入节点的电容器C1、对电容器C1进行充电的恒定电流源IScg以及经由NMOS晶体管MN1执行来自电容器C1的充电的恒定电流源ISdcg。这里恒定电流源ISdcg的驱动能力设置成充分高于恒定电流源IScg的驱动能力。高电势侧阈值Vh和低电势侧阈值V1中的一个设置成滞后比较器电路CMPh的(-)输入节点。当滞后比较器电路CMPh输出“L”电平时设置高电势侧阈值Vh，并且当滞后比较器电路CMPh输出“H”电平时设置低电势侧阈值V1。

当使用这样的配置例子时，在滞后比较器电路CMPh的输出处于“L”电平时从恒定电流源IScg对电容器C1进行充电，并且滞后比较器电路CMPh的(+)输入节点的电压电平上升。当电压电平达到Vh时，滞后比较器电路CMPh的输出转变为“H”电平。在其转变的情况下，经由恒定电流源ISdcg对电容器C1的电荷放电并且因此降低滞后比较器电路CMPh的(+)输入电平的电压电平。当电压电平达到V1时，滞后比较器电路CMPh的输出再次转变为“L”电平，并且重复类似的操作。结果，从滞后比较器电路CMPh的输出生成具有预定周期的振荡信号，并且从比较器电路CMPh的(+)输入节点生成三角波信号。该振荡信号变为图23的振荡器OSC的输出信号，并且三角波信号变为图23的三角波发生器TWGEN的输出信号。

(第七实施例)

第七实施例将说明如在第一实施例和第二实施例中那样使用高侧反转型转换器的电源拓扑执行电流断开模式而不是电流临界模式中的操作的电源装置。

《电源装置[7]的整体电路配置》

图26是图示根据本发明第七实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。现在将在关注本电源装置与第二实施例中描述的图11的电源装置之间的不同的同时进行描述。图26中所示的电源装置与图11中所示的电源装置的不同之处在于，省略用于电流检测的电阻器Rcs以及用于输入电压检测的电阻器Rac1和Rac2，并且PFC电路PIC7的内部电路配置不同。PFC电路(半导体器件)PIC7根据接地电源电压GND1和电源电压VCC操作，并响应于输出电压检测信号Vout’来输出占空比控制信号PWM。PFC电路PIC7包括误差放大器电路EA1、比较器电路CMPp、设置/复位锁存器电路SRLT、NOR算术电路NOR、驱动器电路DRV、振荡器OSC以及三角波发生器TWGEN。

设置/复位锁存器电路SRLT当从比较器电路CMPp输出设置信号ST时向NOR算术电路NOR的两个输入中的一个输入输出“H”电平，并且当从振荡器OSC输入复位信号RT时向NOR算术电路NOR的两个输入中的一个输入输出“L”电平。振荡器OSC的输出输入到NOR算术电路NOR的两个输入中的另一个输入，并且经由驱动器电路DRV输出NOR算术电路NOR的输出作为占空比控制信号PWM。误差放大器电路EA1放大输出电压检测信号Vout’与比较电压Vr2之差并将其输出到比较器电路CMPp的两个输入中的一个输入。三角波发生器TWGEN的输出信号输入到比较器电路CMPp的两个输入中的另一个输入。振荡器OSC和三角波发生器TWGEN通过例如上述图25的配置例子来实现。

《电源装置[7]的整体电路操作》

图27是示出图26的操作的示例的波形图。首先，当振荡器OSC输出复位信号RT(“H”脉冲)时，由于“H”脉冲转变成“L”电平，占空比控制信号PWM变为“H”电平(导通电平)，从而将晶体管Q 1驱动为导通。因而，增长的输入电流Iin经由晶体管Q 1流过电感器L1，从而在电感器L1中积累功率。之后，当从比较器电路CMPp输出设置信号ST(“H”脉冲)时，占空比控制信号PWM变为“L”电平(截止电平)，从而将晶体管Q1驱动为截止。这样做时，利用积累在电感器L1中的功率作为电动力，输出电流Iout流过正极性输出节点Vout(+)、二极管D 1和负极性输出节点Vout(-)的路径。因而，通过输出电流Iout驱动负载电路(未示出)并由此对输出电容器Cout充电。

当晶体管Q1导通时，误差放大器电路EA1输出输出电压Vout关于设置电压(Vr2)的误差分量。当输出电压Vout过高时，误差放大器电路EA1的输出电压降低，使得从比较器电路CMPp输出复位信号RT到输出设置信号ST的时段(即，晶体管Q1的导通占空比)减小。相反当输出电压过低时，误差放大器电路EA1的输出电压上升，使得晶体管Q1的导通占空比增加。然后，当已经过去对应于振荡器OSC的一个周期的时段时，响应于振荡器OSC的“H”脉冲转变为“L”电平将晶体管Q1驱动为导通。

当使用这样的控制操作时，例如，使用来自整流电路DB1的输入电压Vin、电感器L1的电感值(L1)以及晶体管Q1的导通时间(Ton)，当参照图27时流过晶体管Q1的输入电流Iin的峰值Ipk变为Ipk＝(Vin/K1)×Ton。使用峰值Ipk将每占空比控制信号PWM的一个周期(Tsw)的平均值Iin_ave表示在下式(1D)中。

Iin_ave＝(1/2)×(Ipk·Ton)/Tsw

＝1/(2·L1)×(Ton²/Tsw)×Vin    ......(1D)

在式(1D)中，L1和Tsw是固定值，而Ton是不受Vin影响的变量。出于此原因，输入电流Iin(流过AC电源线的交流电流Iac)置成与Vin成比例并变为正弦曲线形状。

(第八实施例)

第八实施例将说明其中通过修改第一实施例所述的高侧反转型转换器的电源拓扑来而配置降压型转换器的一个例子。

《电源装置[8]的整体电路配置》

图35是示出根据本发明第八实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。当在图35与图1之间进行比较时，图35的电源装置与图1的电源装置的不同在于，在图1的电源装置中整流电路DB 1的输出处的参考节点侧耦合到正极性输出节点Vout(+)，而在图35的电源装置中，整流电路DB1的参考节点侧耦合到负极性输出节点(-)。也就是，在图35中，整流电路DB1基于负极性输出节点Vout(-)在节点Ndb1处生成输入电压Vin和输入电流Iin。除了上述之外的耦合关系类似于图1。二极管D1耦合在用作晶体管Q1的源极的节点Nsw与负极性输出节点Vout(-)之间，其中Vout(-)侧作为其阳极。用于电流检测的电阻器Rcs耦合在节点Nsw与电感器L1的一端之间。电感器L1的另一端耦合到正极性输出节点Vout(+)。电容器Cout耦合在负极性输出节点Vout(-)与正极性输出节点Vout(+)之间。此外，如发光二极管LED等的负载电路LOD并联耦合到电容器Cout。

《电源装置[8]的整体电路操作》

在图35的电源装置中，首先，当晶体管Q1导通时电流流过Ndb1、Q1、Rcs、L1、Vout(+)和Vout(-)的路径。因而，在电感器L1中积累功率并且输出电流Iout供给到负载电路LOD。另一方面，当晶体管Q1截止时，利用积累在电感器L1中的功率作为电动力，电流流过L1、Vout(+)、Vout(-)、D1和Rcs的路径，从而将输出电流Iout供给到负载电路LOD。即使在这样的配置中，输入电流Iin(商用电源(AC)的交流电流Iac)也按照类似于图1的电源装置的方式仅在晶体管Q1导通的时段期间流动。然而，由于电源装置具有包括上述平方电路SQ的PFC电路PIC1，所以获得接近于正弦波的电流波形(Iac)。

《电源装置[8]的优势》

因而，当使用图35的电源装置时，获得基本类似于图1的电源装置的优势，并且除此之外还获得以下优势。首先，可以使用在晶体管Q1的源极和漏极之间的击穿电压低的元件作为晶体管Q1，并且因而可以实现成本的降低。也就是，尽管晶体管Q1截止时的源漏电压Vds变为“Vin+Vout”(Vout：正极性输出节点Vout(+)与负极性输出节点Vout(-)之间的电压)，但在图35的电源装置中，可以使晶体管Q1截止时的源漏电压Vds基本变为输入电压Vin。因此，在图35中可以使用击穿电压比图1低Vout的元件(例如，Vin：85Vrms至264Vrms的全波整流值，以及Vout：60V或70V等)。

其次，可以实现功率转换效率的提高。由于图1和图35所示的电源装置都在电流临界模式中操作，所以当晶体管Q1转变为导通时它们都变为零电流开关，并因而与所谓的硬开关***相比实现开关损耗的降低。然而，在图1和图35的电源装置中，当晶体管Q1转变为截止时，在上述Vds不同的情况下出现开关损耗的不同。图36(a)和图36(b)分别是均示出出现开关损耗的条件的一个例子的代表性示图，其中图36(a)示出其中使用图35的电源装置的情况，而作为其对比例子，图36(b)示出其中使用图1的电源装置的情况。如图36(a)和图36(b)所示，当晶体管Q1转变为截止时，晶体管Q1的电流Im的下降波形与晶体管Q1的漏源电压Vds的上升波形彼此部分重叠。因此，在重叠部分(SLA1，SLA2)中出现损耗。

当此时使用图35的电源装置时，可以将重叠部分(SLA1)的面积设置为小于图1的电源装置中的重叠部分(SLA2)的面积，因为源漏电压Vds的值小，从而实现开关损耗的降低。更具体而言，假设采用Ip作为电流Im的峰值，则在晶体管Q1转变成截止时的开关损耗Ps_off表示为下式(10)。应理解到，在降低开关损耗方面减小源漏电压Vds的值是有用的。作为通过示例的方式在Vin＝100Vrms、Vout＝70V和Pout(负载电路LOD的功率消耗)＝8W下的验证结果，可以获得如下结果：在图1的电源装置情况下功率转换效率为86.0％，而在图35的电源装置情况下功率转换效率为90.3％。

$\mathrm{Ps}\_\mathrm{off}={\∫}_0^{\mathrm{tf}}i\left(t\right)\·V\left(t\right)d={\∫}_0^{\mathrm{tf}}(\mathrm{Ip}-\frac{\mathrm{Ip}}{\mathrm{Tf}}t)\frac{\mathrm{Vds}}{\mathrm{Tf}}\mathrm{tdt}=\frac{1}{6}\mathrm{Vds}\·\mathrm{Ip}\·\mathrm{tf}......\left(10\right)$

顺便提及，尽管不特别地限制，但在图35中，可以使用例如具有诸如1.2Ω的电阻值的金属镀层芯片电阻器作为电阻器Rcs用于电流临界模式中的零电流检测，以便使LED照明设备等小型化。将具体说明其前提。首先如果负载电路LOD是Vout＝70V、Pout＝8W和100Vrms的LED，则其电流消耗Iout变为Iout＝8W/70V＝约114mA。在这种情况下，输入电压Vin峰值处的输入电流Iin的峰值电流Ip在电流临界模式中起作用并导致

倍的电流消耗Iout。如果效率假设为90％并且功率因子假设为0.9，则峰值电流Ip变为

现在，假设在考虑到确定电阻器Rcs的电阻值时采用的余量的情况下Ip＝0.5A等并且可以输入到PFC电路PIC1的、在电阻器Rcs处形成的检测电压Vcs的上限值为0.6V，则电阻器Rcs的电阻值变为Rcs＝0.6V/0.5A＝1.2Ω。因而，当Rcs＝1.2Ω等时，在电阻器Rcs处消耗或者用掉的功率为0.114×0.114×1.2＝15.6mW，并且可以使用诸如1/4W型的通用电阻器。

(第九实施例)

第九实施例将说明其中使用第八实施例中描述的降压型转换器的电源拓扑修改PFC电路的配置的一个例子。

《电源装置[9]的整体电路配置》

图37是示出根据本发明第九实施例的电源装置的电路配置的一个例子的示意图。图37所示的电源装置在PFC电路的内部配置方面与图35的电源装置不同，除此之外在配置上类似于图35的电源装置。在图37中，PFC电路PIC11包括斜坡电路RMP1、比较器电路CMPp和CMPz、设置/复位锁存器电路SRLT、驱动器电路DRV以及误差放大器电路EA。图37的PFC电路PIC11与图1的PFC电路PIC1不同并且用作临界转换器，该临界转换器不具有平方电路SQ，并且使用从用于电流检测的电阻器Rcs形成的检测电压Vcs以及通过斜坡电路RMP1产生的充电电压来控制导通时间。

当从比较器电路CMPp输出复位信号RT时，设置/复位锁存器电路SRLT经由驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“L”电平(截止电平)，并且当从比较器电路CMPz输出设置信号ST时，经由驱动器电路DRV将占空比控制信号PWM驱动为“H”电平(导通电平)。当通过用于电流检测的电阻器Rcs形成的检测电压Vcs变得低于预定比较电压Vr1时，比较器电路CMPz输出对应的设置信号ST。当来自斜坡电路RMP1的输出信号Vs的电压超过误差放大器电路EA的输出电压时，比较器电路CMPp输出对应的复位信号RT。误差放大器电路EA放大检测电压Vcs与比较电压Vr2之差，其中利用检测电压Vcs作为负极性(-)输入。斜坡电路RMP1包括电流源IS20、电容器C20和开关电路SW20。当占空比控制信号PWM处于“L”电平(SRLT的反转输出(/Q)处于“H”电平)时，斜坡电路RMP 1经由开关电路SW20将输出信号Vs固定为“L”电平。当占空比控制信号PWM转变为“H”电平时，斜坡电路RMP1将电流源IS20的电流充电到电容器C20中以逐渐增加输出信号Vs的电压。

《电源装置[9]的整体电路操作》

图38是示出图37的电源装置的操作的示例的波形图。如图38所示，当设置信号ST首先输入到设置/复位锁存器电路SRLT时，占空比控制信号PWM转变为“H”电平并由此电流经由晶体管Q1流入电感器L1侧。在其操作中，电阻器Rcs处形成的检测电压Vcs逐渐上升。当占空比控制信号PWM转变为“H”电平时，位于斜坡电路RMP 1中的开关电路SW20被控制为截止，从而斜坡电路RMP1的输出信号Vs的电压也逐渐上升。另一方面，误差放大器电路EA的输出电压根据Vcs的上升而逐渐地降低。这里，当输出信号Vs的电压达到误差放大器电路EA的输出电压时，输出复位信号RT并对应地，占空比控制信号PWM据此转变为“L”电平。当占空比控制信号PWM转变为“L”电平时，负载电路LOD被电感器L1的电动力驱动，从而检测电压Vcs逐渐降低，而相反，误差放大器电路EA的输出电压逐渐地上升。当占空比控制信号PWM转变为“L”电平时，位于斜坡电路RMP1内部的开关电路SW20被控制为导通，从而输出信号Vs放电为0V。之后，当检测电压Vcs基本下降为0V时(当流过电感器L1的电流IL1达到零时)，设置信号ST输入到设置/复位锁存器电路SRLT，并随后重复类似操作。

《电源装置[9]的优势》

因而，当使用图37的电源装置时，即使图37的电源装置在功率因子上低于图35的电源装置，也获得基本类似于图35的优势。此外，与图35的情况相比，可以实现电源装置的尺寸减小以及其成本降低。也就是，可以消除图35中用于输入电压Vin的检测的电阻器Rac1和Rac2。然而，担心的是随着功率因子的减小，本电源装置不能满足例如照明设备的高谐波标准。然而，根据本发明人等的验证，可以得出这样的结果：如图39所示充分地满足该标准。图39是示出在图37的电源装置中流动的输入电流Iin(流过AC电源线的交流电流Iac)中包含的高谐波的验证结果的示图。这里，假设输入电压Vin为100Vrms、输出电压Vout为70V以及负载电路LOD的功率消耗Pout为8W，执行验证。与此同时，在图39中还示出了均指示照明设备的高谐波标准的C类的规格值。正如从这里所理解到的那样，即使当使用图37的电源装置时，也可以充分地满足该标准。

尽管已经基于优选实施例具体地描述了本发明人做出的上述本发明，但本发明并不限于上述实施例。不用说，在不脱离本发明精神的范围内可以对本发明进行各种修改。

Claims (18)

1.一种电源装置，包括：

整流电路，对交流功率进行整流并基于第二节点将功率供给到第一节点；

开关元件，具有耦合到所述第一节点的一端；

电感器，具有耦合到所述第二节点的一端，所述电感器在所述开关元件被驱动为导通时经由所述开关元件在其中存储所述第一节点的功率，并且在所述开关元件被驱动为截止时对所存储的功率进行放电；

电流检测电阻器，***在所述开关元件的另一端与所述电感器的另一端之间；

控制电路，允许用作所述电流检测电阻器的一端的第三节点用作接地电源电压，并控制所述开关元件的导通/截止；

输入电压检测电路，通过所述第一节点与所述第三节点之间的电阻分压来输出第一电压；以及

输出电容器和二极管，***在用于对存储在所述电感器中的功率进行放电的路径上，

其中所述控制电路使用在用作所述电流检测电阻器的另一端的第四节点处形成的第二电压和所述第一电压来将所述开关元件驱动为截止。

2.根据权利要求1所述的电源装置，

其中所述二极管***在所述第四节点与第五节点之间，以及

其中所述输出电容器***在所述第二节点与所述第五节点之间。

3.根据权利要求2所述的电源装置，

其中所述控制电路包括：

乘法电路，将电流反馈信号与所述第一电压彼此相乘，所述电流反馈信号是从通过所述输出电容器而被供给有电源电压的负载电路反馈回来的并且用作与流过所述负载电路的电流成比例的信号，

平方电路，对所述乘法电路的输出电压执行平方算术运算，

第一比较器电路，检测到所述第二电压已经达到所述平方电路的输出电压，以及

第二比较器电路，检测到所述第二电压已经达到零电平，并且

其中响应于从所述第二比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为导通，并且响应于从所述第一比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为截止。

4.根据权利要求1所述的电源装置，

其中所述二极管***在所述第二节点与第六节点之间，并且

其中所述输出电容器***在所述第三节点与所述第六节点之间。

5.根据权利要求4所述的电源装置，

其中所述第四节点耦合到所述电感器的另一端。

6.根据权利要求5所述的电源装置，

其中所述控制电路包括：

乘法电路，将电压反馈信号与所述第一电压彼此相乘，所述电压反馈信号是从通过所述输出电容器而被供给有电源电压的负载电路反馈回来的并且用作与所述负载电路的电源电压成比例的信号，

平方电路，对所述乘法电路的输出电压执行平方算术运算，

第一比较器电路，检测到所述第二电压已经达到所述平方电路的输出电压，以及

第二比较器电路，检测到所述第二电压已经达到零电平，并且

其中响应于从所述第二比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为导通，并且响应于从所述第一比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为截止。

7.根据权利要求4所述的电源装置，其中所述第四节点耦合到所述开关元件的另一端。

8.一种电源装置，包括：

整流电路，对交流功率进行整流并基于第二节点将功率供给到第一节点；

开关元件，提供在所述第一节点与第四节点之间；

电流检测电阻器，提供在所述第四节点与第三节点之间；

电感器，提供在所述第三节点与所述第二节点之间；

二极管，提供在所述第四节点与第五节点之间；

输出电容器，提供在所述第五节点与所述第二节点之间；以及

控制电路，基于在所述电流检测电阻器处形成的第二电压来将所述开关元件驱动为导通，并且使用第一电压和所述第二电压来将所述开关元件驱动为截止，所述第一节点处的电压反映在所述第一电压上。

9.根据权利要求8所述的电源装置，其中所述控制电路将所述第三节点设置为接地电源电压并从所述第四节点获取所述第二电压以操作。

10.根据权利要求9所述的电源装置，其中所述第一电压通过所述第一节点与所述第三节点之间的电阻分压来产生。

11.根据权利要求10所述的电源装置，

其中所述控制电路包括：

乘法电路，将反馈信号与所述第一电压彼此相乘，所述反馈信号来自通过所述输出电容器而被供给有电源电压的负载电路，

平方电路，对所述乘法电路的输出电压执行平方算术运算，

第一比较器电路，检测到所述第二电压已经达到所述平方电路的输出电压，以及

第二比较器电路，检测到所述第二电压已经达到零电平，并且

其中响应于从所述第二比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为导通，并且响应于从所述第一比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为截止。

12.根据权利要求11所述的电源装置，其中所述反馈信号包括与流过所述负载电路的电流成比例的信号。

13.根据权利要求12所述的电源装置，其中所述负载电路包括至少一个发光二极管。

14.一种半导体器件，包括：

第一端子，输入与通过对交流功率进行整流获得的电压成比例的第一电压；

第二端子，输出用于将外部开关元件驱动为导通的导通电平和用于将所述外部开关元件驱动为截止的截止电平，并且输出所述导通电平以由此使外部电感器经由所述开关元件积累功率以及输出所述截止电平以由此使所述电感器对功率放电；

第三端子，输入从通过所述电感器的功率驱动的外部负载输出的反馈信号；

第四端子，输入与流过所述电感器的电流成比例的第二电压；

乘法电路，将从所述第三端子输入的所述反馈信号与从所述第一端子输入的所述第一电压彼此相乘；

平方电路，对所述乘法电路的输出电压执行平方算术运算；

第一比较器电路，检测到从所述第四端子输入的所述第二电压已经达到所述平方电路的输出电压；以及

第二比较器电路，检测到流过所述电感器的所述电流已经达到零电平，

其中所述第二端子响应于来自所述第二比较器电路的检测信号而输出所述导通电平，并且响应于来自所述第一比较器电路的检测信号而输出所述截止电平。

15.根据权利要求14所述的半导体器件，

其中所述电感器提供在变压器的初级侧上，并且当所述第二端子输出所述截止电平时通过所述变压器的次级侧对功率放电，以及

其中所述第二比较器电路检测到通过所述变压器的辅助绕组而流过所述电感器的电流已经达到零电平。

16.根据权利要求14所述的半导体器件，其中所述平方电路通过跨导线性电路而实现。

17.一种电源装置，包括：

整流电路，对交流功率进行整流并基于第二节点将功率供给到第一节点；

开关元件，提供在所述第一节点与第三节点之间；

电流检测电阻器，提供在所述第三节点与第四节点之间；

电感器，提供在所述第四节点与第五节点之间；

二极管，提供在所述第二节点与所述第三节点之间，其中所述第二节点侧作为阳极；

输出电容器，提供在所述第五节点与所述第二节点之间；以及

控制电路，利用所述第四节点作为接地电源电压而操作，并且基于在所述第三节点处形成的第一电压，控制所述开关元件的导通/截止。

18.根据权利要求17所述的电源装置，还包括电阻分压电路，所述电阻分压电路执行在所述第一节点与所述第四节点之间的分压以生成第二电压，

其中所述控制电路包括：

乘法电路，将反馈信号与所述第二电压彼此相乘，所述反馈信号来自通过所述输出电容器而被供给有电源电压的负载电路，

平方电路，对所述乘法电路的输出电压执行平方算术运算，

第一比较器电路，检测到所述第一电压已经达到所述平方电路的输出电压，以及

第二比较器电路，检测到所述第一电压已经达到零电平，并且

其中响应于从所述第二比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为导通，并且响应于从所述第一比较器电路输出的检测信号而将所述开关元件驱动为截止。

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