CN102238120B - 一种FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法，属于通信领域。本发明提供的FM/Chirp复合频率调制方式是：发端调制是将待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制而形成的复合频率调制载波作为通信信号，收端解调是根据该复合频率调制载波中所包含的在二次频率调制过程中附加给Chirp脉冲载波的频率变化规律来恢复出待调制基带信号的还原样本；本发明还提供了实现该FM/Chirp复合频率调制方式的两种调制方法、一种相关解扩方法以及一种与该相关解扩方法配套使用的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法。本发明提供的通过对Chirp脉冲载波的频率调制来实现信息传输的方法，弥补了Chirp调制在通信中应用的不足，还便于兼容实现二次频率调制所对应类型的频率调制方式。

Description

一种FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法

技术领域

本发明涉及一种FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法，属于通信领域。

背景技术

频率调制(FM)是一类利用正弦载波的频率变化来传输信息的调制方式，典型的FM调制方式有模拟线性FM、FFSK、4FSK、C4FM、GMSK、TFM等多种类型。FM已调载波具有恒包络；发送端可以使用高效率的C类谐振射频功率放大器，便于实现大功率发射；接收端可以采用限幅器来抑制传输过程中引入的附加幅度调制和强干扰所带来的不利影响，在移动通信环境中应用时比幅度调制和相位调制方式具有更强的抗衰落和抗干扰能力。

Chirp调制又称扫频调制，是通过控制正弦载波的频率随时间按特定规律作大范围单调变化而形成的一种扩频调制方式，仍属于频率调制类型。Chirp调制是以扫频周期为时间长度单元重复进行的，经Chirp调制后的已调载波也被称作Chirp脉冲载波。

Chirp脉冲载波既可以用有源法产生，也可以用无源法产生；其中，有源法是用基带波形去控制压控振荡器(VCO)输出的正弦载波的频率发生大范围的单调变化，因对压控振荡器(VCO)的线性度要求很高而难以实现；无源法是采用声表面波(SAW)展宽线来产生Chirp脉冲载波，受限于声表面波(SAW)展宽线的物理结构而不便于产生多种具有不同扫频规律、不同扫频带宽和不同扫频速率的Chirp脉冲载波。Chirp脉冲载波的解调，主要采用能实现快速同步的声表面波(SAW)压缩线或色散延迟线。受声表面波(SAW)器件物理结构的限制，不能利用一种声表面波(SAW)压缩线或色散延迟线来解调多种具有不同扫频带宽、不同扫频周期、不同扫频规律的Chirp脉冲载波。受限于Chirp脉冲载波产生和解调器件的特性，目前主要通过对Chirp脉冲载波的幅度、扫频规律类型或初始相位参数的调制来传输信息。

Chirp脉冲载波在一个扫频周期内的频率变化规律被称作扫频规律。Chirp脉冲载波的扫频规律有单调上升、单调下降两种基本形式，也有先单调上升再单调下降、先单调下降再单调上升之类的简单组合形式，还有将一定数量的单调上升和单调下降规律按某种顺序进行拼接而形成的复杂组合形式；其单调上升和单调下降的变化规律还有线性和非线性之分。

Chirp脉冲载波的扫频规律有正、反扫频规律和原、互补扫频规律之分。对于某种扫频规律，如果按其扫频周期内的正常时间顺序(即从扫频周期开始位置的频率向扫频周期结束位置的频率变化)来使用，则称之为正扫频规律或原扫频规律；如果按该扫频规律在扫频周期内相反的时间顺序(即从扫频周期结束位置的频率向扫频周期开始位置的频率变化)来使用，则将由此形成的新的扫频规律称之为原扫频规律的反扫频规律；如果按某种扫频规律扫频周期内的正常时间顺序使用，但其频率变化规律与原扫频规律的频率变化规律是以Chirp脉冲载波的中心频率为中心线对称分布的，则将由此形成的新的扫频规律称之为原扫频规律的互补扫频规律。

近年来，随着数字频率合成技术的成熟，可以方便地产生载波频率步进式(Stepping)变化的Chirp脉冲载波。为了便于区分，将载波频率连续(Continuous)变化的Chirp脉冲载波称作C-Chirp脉冲载波；相应地，将载波频率步进式(Stepping)变化的Chirp脉冲载波称作S-Chirp脉冲载波。

复合频率调制是通过对已经进行过一次频率调制的载波(后简称一次频率调制载波)进行二次频率调制而形成的高级频率调制方式。通过不同频率调制方式的组合可获得不同的特殊效果，用于满足一些特殊的应用要求，如保密无线通信、窄带高质量模拟视频传输等。复合频率调制的实现有各自独立调制器的多载波组合、只有一个调制器的多载波组合等多种形式。

发明内容

本发明要解决的第一个问题是提供一种FM/Chirp复合频率调制方式，通过对Chirp脉冲载波进行频率调制和频率解调处理来实现信息传输。

本发明要解决的第二个问题是提供该FM/Chirp复合频率调制方式的实现方法，以便于对该FM/Chirp复合频率调制方式进行理论分析和工程实现。

为了解决上述问题，本发明先提供该FM/Chirp复合频率调制方式的总体技术方案，然后提供实现该FM/Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的两种调制方法，再提供一种实现该FM/Chirp复合频率调制方式的收端解调过程中相关解扩处理的方法以及一种与该相关解扩方法配套使用的本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步方法。

(一)FM/Chirp复合频率调制方式

一种复合频率调制方式，由发端调制和收端解调两部份组成，其总体技术方案是：发端调制是采用Chirp脉冲载波作为一次频率调制载波，用待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制所形成的复合频率调制载波作为通信信号；收端解调是根据接收到的复合频率调制载波中包含的待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制过程中附加给Chirp脉冲载波的频率变化规律来恢复出待调制基带信号的还原样本。由于该复合频率调制方式是对Chirp脉冲载波进行频率调制(FM)，因此将其称作FM/Chirp复合频率调制方式，或简称作FM/Chirp调制；相应地，按FM/Chirp复合频率调制方式产生的已调载波可简称作FM/Chirp已调载波。

在该FM/Chirp调制的发端调制过程中，待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制所形成的FM/Chirp已调载波可表示为

    S(t)＝cos{2π[f₀+μ(t)+Ω(t)]t}            (1)

其中，f₀是FM/Chirp已调载波的中心频率，μ(t)是Chirp脉冲载波所使用的扫频规律，Ω(t)是待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制过程中附加给Chirp脉冲载波的频率变化规律。为了便于实现与FM调制的兼容，要求待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制过程中附加给Chirp脉冲载波的频率变化规律Ω(t)与采用相同待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行调制过程中附加给正弦载波的频率变化规律相同。

在如式(1)所示的FM/Chirp已调载波中，虽然μ(t)和Ω(t)均为载波的频率变化规律，但μ(t)是一次频率调制过程中形成的用于实现频谱扩展的扫频规律，只有Ω(t)才是根据待调制基带信号产生的真正用于传输信息的频率变化规律。由于上述FM/Chirp调制方式中的一次调制和二次调制均针对的是载波的频率，因此FM/Chirp已调载波是恒包络的，仍可以沿用FM调制使用的C类谐振功率放大器。

特别地，如果所使用的Chirp脉冲载波的扫频规律μ(t)的幅度等于0，则FM/Chirp已调载波就变成了待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制所形成的FM已调载波，即：

    S′(t)＝cos{2π[f₀+Ω(t)]t}            (2)

在上述FM/Chirp调制的收端解调过程中，为了根据如式(1)所示的FM/Chirp已调载波中真正用于传输信息的频率变化规律Ω(t)来恢复出待调制基带信号的还原样本，其处理过程是：通过相关解扩处理去除接收到的FM/Chirp已调载波中包含的用于实现频谱扩展的扫频规律μ(t)，获得类似式(2)所示的仅包含Ω(t)成份的相关解扩结果，采用二次频率调制所对应类型的频率调制方式的频率解调处理从相关解扩结果中恢复出待调制基带信号的还原样本。

在上述FM/Chirp调制中，为了便于在收端解调过程中对相关解扩处理时的同步误差所引起的干扰进行抑制，对发端调制过程中作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波的扫频周期作如下限制：

(1)当待调制基带信号为模拟信号时，作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波的扫频周期长度小于待调制基带模拟信号中最高有效频率分量的单个周期长度；

(2)当待调制基带信号为数字信号时，作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波的扫频周期长度小于单个待调制基带数字码元的持续时间长度。

在上述FM/Chirp调制中，作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波使用的扫频规律有单调上升、单调下降两种基本形式以及由这两种基本形式经过拼接而形成的组合形式；其扫频规律中的单调上升和单调下降变化，可以按线性或非线性的规律变化，可以按连续或步进式的方式变化(亦即C-Chirp脉冲载波和S-Chirp脉冲载波均可以作为一次频率调制载波来使用)。

由于FM调制有多种类型，作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波的扫频规律也有多种形式，Chirp脉冲载波还有C-Chirp脉冲载波和S-Chirp脉冲载波之分，因此需要将FM/Chirp调制分成不同的子类，以便于进行区分。如：

(1)根据所使用Chirp脉冲载波的载波频率变化方式来分类

如果对C-Chirp脉冲载波进行频率调制(FM)，则将该复合频率调制方式称作FM/C-Chirp复合频率调制方式，或简称作FM/C-Chirp调制；相应地，按FM/C-Chirp复合频率调制方式产生的已调载波可简称作FM/C-Chirp已调载波。

如果对S-Chirp脉冲载波进行频率调制(FM)，则将该复合频率调制方式称作FM/S-Chirp复合频率调制，或简称作FM/S-Chirp调制；相应地，按FM/S-Chirp复合频率调制方式产生的已调载波可简称作FM/S-Chirp已调载波。

(2)根据二次频率调制所使用的频率调制方式类型来分类

如果对C-Chirp脉冲载波进行二次频率调制时使用的频率调制方式为模拟线性FM调制，则将该复合频率调制方式称作模拟线性FM/C-Chirp调制。

如果对S-Chirp脉冲载波进行二次频率调制时使用的频率调制方式为FFSK调制，则将该复合频率调制方式称作FFSK/S-Chirp调制。

如此类推，还有4FSK/C-Chirp、4FSK/S-Chirp、GMSK/C-Chirp、GMSK/S-Chirp、等多个子类。

此外，还可根据Chirp脉冲载波的扫频规律类型、扫频速率等参数来进行分类。

为了避免后续描述中的概念混淆，对有关名词的含义规定如下：

(1)单独使用FM一词时，代表的是所有模拟和数字的频率调制方式；

(2)单独使用Chirp一词时，代表的是C-Chirp和S-Chirp；

(3)单独使用FM/Chirp一词时，FM代表的是所有模拟和数字的频率调制方式，Chirp代表的是C-Chirp和S-Chirp。

(二)调制方法一

一种实现上述FM/Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的调制方法：用待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的FM调制方式对正弦载波进行调制获得FM已调载波，将该FM已调载波与Chirp脉冲载波进行混频，提取混频输出中的和频或差频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波。该调制方法的实现过程如下：

(1)中心频率为f₀、扫频规律为μ(t)的Chirp脉冲载波可表示为

    S₂(t)＝cos{2π[f₀+μ(t)]t}            (3)

(2)用待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对中心频率为f1的正弦载波进行FM调制所获得的FM已调载波为

    S₃(t)＝cos{2π[f₁+Ω(t)]t}            (4)

其中，Ω(t)是根据待调制基带信号形成的、用于传输信息的频率变化规律；

(3)将Chirp脉冲载波S₂(t)与FM已调载波S₃(t)进行混频，混频的输出为

$S_4\left(t\right)=S_2\left(t\right)S_3\left(t\right)=\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0+\mathrm{\μ}\left(t\right)\left]t\right\}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_1+\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}$

$=\frac{1}{2}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0+f_1+\mathrm{\μ}\left(t\right)+\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}+\frac{1}{2}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[(f_0-f_1)+\mathrm{\μ}\left(t\right)-\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}---\left(5\right)$

其中，混频的输出S₄(t)中的和频分量为cos{2π[f₀+f₁+μ(t)+Ω(t)]t}，差频分量为cos{2π[(f₀-f₁)+μ(t)-Ω(t)]t}；

(4)提取和频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波，即

    S₅(t)＝cos{2π[f₀+f₁+μ(t)+Ω(t)]t}＝cos{2π[f_T+μ(t)+Ω(t)]t}    (6)

式中，f_T等于f₀与f₁之和；

(5)比较式(6)中的S₅(t)和式(1)中的S(t)可知，二者只是中心频率不同，扫频规律和用于传输信息的频率变化规律均相同，因此可将如式(6)所示的和频分量S₅(t)作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波。

根据式(5)还可得知：当提取混频的输出中的差频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波时，如果FM已调载波的中心频率低于Chirp脉冲载波的中心频率，则FM/Chirp已调载波采用的是与Chirp脉冲载波所使用的扫频规律相同的扫频规律，实际传输的是待调制基带信号的反相波形；如果FM已调载波的中心频率高于Chirp脉冲载波的中心频率，则FM/Chirp已调载波实际使用的是与Chirp脉冲载波所使用的扫频规律互补的扫频规律，实际传输的是待调制基带信号的同相波形。

在该调制方法中，载波频率连续变化的C-Chirp脉冲载波和载波频率步进式变化的S-Chirp脉冲载波均可以使用。特别地，如果Chirp脉冲载波的扫频规律μ(t)的幅度等于0，则按该方法产生的FM/Chirp已调载波就变成了待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的FM调制方式对正弦载波进行频率调制所获得的FM已调载波。

(三)调制方法二

一种实现前述FM/Chirp复合频率调制方式的子类FM/S-Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的调制方法，其内容是：采用数字频率合成(DDS)来产生FM/S-Chirp已调载波；其中，数字频率合成过程中的频率调谐字(Frequency Tuning Word，简称FTW)根据S-Chirp脉冲载波的中心频率(f₀)和步进式频率变化规律(μ(t))以及待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制时形成的频率变化规律(Ω(t))来共同决定，即：

(1)根据S-Chirp脉冲载波的中心频率(f₀)获得频率调谐字的中间值(FTW₀)，根据S-Chirp脉冲载波的步进式频率变化规律(μ(t))获得具有正或负取值的扫频调制频率变化值(FTW_μ(t))，根据待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制时形成的频率变化规律(Ω(t))获得具有正或负取值的频率调制频率变化值(FTW_Ω(t))；

(2)用于产生FM/S-Chirp已调载波的频率调谐字(FTW)为频率调谐字的中间值(FTW₀)、扫频调制频率变化值(FTW_μ(t))和频率调制频率变化值(FTW_Ω(t))之和，即：

        FTW＝FTW₀+FTW_μ(t)+FTW_Ω(t)            (7)

(3)根据频率调谐字(FTW)的取值，数字频率合成(DDS)电路产生FM/S-Chirp已调载波的每个步进式频率上的正弦载波波形的幅度取值序列，再通过数字/模拟转换转换成FM/S-Chirp已调载波的波形。

显然，该调制方法只能使用载波频率步进式变化的S-Chirp脉冲载波，实现的是FM/S-Chirp调制。特别地，如果扫频调制频率变化值(FTW_μ(t))为0，则按该调制方法产生的FM/S-Chirp已调载波就变成了待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行FM调制所获得的FM已调载波。

(四)相关解扩方法

一种实现前述FM/Chirp复合频率调制方式的收端解调部份中相关解扩处理的方法，其内容是：将接收到的FM/Chirp已调载波与本地Chirp载波进行混频，提取混频的输出中的和频或差频分量作为相关解扩结果；本地Chirp脉冲载波所使用的扫频规律满足以下条件：当提取混频的输出中的差频分量作为相关解扩结果时，本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律相同且扫频周期同步；当提取混频的输出中的和频分量作为相关解扩结果时，本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律互补且扫频周期同步。

以提取混频的输出中的差频分量作为相关解扩结果为例，说明该相关解扩方法的实现原理：

(1)扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律相同、中心频率为f_L的本地Chirp脉冲载波可表示为

    S_L(t)＝cos{2π[f_L+μ(t-τ)]t}            (8)

其中，τ为本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差；

(2)将本地Chirp脉冲载波S_L(t)与接收到的FM/Chirp已调载波S(t)进行混频，混频的输出为

$S_6\left(t\right)=S\left(t\right)S_L\left(t\right)=\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0+\mathrm{\μ}\left(t\right)+\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_L+\mathrm{\μ}(t-\mathrm{\τ})\left]t\right\}$

$=\frac{1}{2}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0+f_L+\mathrm{\μ}\left(t\right)+\mathrm{\μ}(t-\mathrm{\τ})+\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}---\left(9\right)$

$+\frac{1}{2}\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[(f_0-f_L)+(\mathrm{\μ}\left(t\right)-\mathrm{\μ}(t-\mathrm{\τ}))+\mathrm{\Ω}\left(t\right)\left]t\right\}$

其中，混频的输出S₆(t)中的和频分量为cos{2π[f₀+f_L+μ(t)+μ(t-τ)+Ω(t)]t}，差频分量为cos{2π[(f₀-f_L)+(μ(t)-μ(t-τ))+Ω(t)]t}；

(3)当本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步时，τ等于0，混频的输出S₆(t)中的差频分量为

    S₇(t)＝cos{2π[(f₀-f_L)+(μ(t)-μ(t))+Ω(t)]t}

         ＝cos{2π[f_IF+Ω(t)]t}                      (10)

式中，f_IF等于f₀与f_L之差。

比较式(10)中的S₇(t)和式(2)中的S(t)可知，二者只是中心频率不同，但用于传输信息的频率变化规律相同，因此可以将式(10)中所示的差频分量作为相关解扩结果。在实际应用中，混频输出的差频分量的载波频率不可能为负，如果本地Chirp脉冲载波的中心频率比接收到的FM/Chirp已调载波的中心频率高，则后续的对相关解扩结果进行频率解调时获得的是待调制基带信号反相波形的还原样本。

根据式(9)还可得知：如果提取混频输出中的和频分量作为相关解扩结果，则要求本地Chirp脉冲载波采用的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中所包含的扫频规律互补且扫频周期同步，此时混频的输出中的和频分量也是类似于式(2)所示的FM已调载波形式，后续的对相关解扩结果进行频率解调时获得的是待调制基带信号的还原样本。

在该相关解扩方法中，如果本地Chirp脉冲载波的扫频规律μ(t)的幅度降为0，则式(8)中的本地Chirp脉冲载波信号S_L(t)就退化成未加调制的正弦载波；此时，混频和提取差频分量的过程就相当于进行了一次下变频；如果接收到的已调载波为FM已调载波，则正好采用后续的频率解调处理从混频输出的差频分量中恢复出调制在该FM已调载波中的待调制基带信号的还原样本。

(五)本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法

一种与上述相关解扩方法配套使用的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法，其内容是：采用窄带中频滤波提取混频输出中的和频分量或差频分量，窄带中频滤波的带宽等于发端调制过程中待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的FM调制方式对正弦载波进行调制时获得的FM已调载波所占用的带宽；将本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位在一定相位区间内遍历式调整；在每个相位位置上保持若干个扫频周期，在此期间检测窄带中频滤波的输出信号的强度；比较在不同的相位位置上窄带中频滤波的输出信号的强度，将出现强度极大值的相位位置作为本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置。

以采用窄带中频滤波提取混频输出中的差频分量为例，说明该本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法的实现原理：

(1)当本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律相同且扫频周期完全同步时，式(9)中所示的混频的输出S₆(t)中的差频分量刚好落入窄带中频滤波的带宽之内，窄带中频滤波对该差频分量产生的幅度抑制最小，窄带中频滤波的输出信号的强度最大；

(2)如果本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律相同但扫频周期之间存在同步误差τ，则式(9)中所示的混频的输出S₆(t)中的差频分量为

    S₈(t)＝cos{2π[(f₀-f_L)+(μ(t)-μ(t-τ))+Ω(t)]t}

         ＝cos{2π[f_IF+(μ(t)-μ(t-τ))+Ω(t)]t}            (11)

由于式(11)中μ(t)-μ(t-τ)值不等于0，式(11)中的差频分量S₈(t)的中心频率会在f_IF附近变化，其带宽将超过窄带中频滤波的通带，此时窄带中频滤波对该差频分量所产生的幅度抑制比本地Chirp脉冲载波的扫频周期完全同步时大，因此窄带中频滤波的输出信号的强度比本地Chirp脉冲载波扫频周期完全同步时小。

由此可知，上述混频的输出中的差频分量在经过窄带中频滤波后的信号强度与本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差之间的对应关系可以作为判断本地Chirp脉冲载波的扫频周期的同步误差情况及变化方向的依据。

该本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法，如果用于通信建立阶段的初始同步，则本地Chirp脉冲载波的扫频周期的相位调整区间一般为1个或多个扫频周期，其相位调整的步进量可选为扫频周期的N分之一(N为大于1的正整数)；如果用于跟踪阶段的同步保持，则本地Chirp脉冲载波的扫频周期的相位调整区间在理想的扫频周期同步位置附近，其相位调整的步进量也相应地小于初始搜索同步时采用的相位调整步进量。采用该本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步方法，可构建多路具有不同扫频周期相位位置的本地Chirp脉冲载波同时进行检测的并行同步方案，也可构建一路本地Chirp脉冲载波分别调整到不同扫频周期相位上进行检测的串行同步方案。

(六)有益效果

本发明所提供的FM/Chirp调制方式是一种通过对Chirp脉冲载波进行频率调制和频率解调来实现信息传输的新方法。与传统的Chirp调制相比，其有益效果有：FM/Chirp已调载波为恒包络的调频波，其传输的信息承载在载波的频率中，抗干扰能力比对Chirp脉冲载波进行幅度或相位调制时更强；既可以使用C-Chirp脉冲载波，也可以使用S-Chirp脉冲载波；使用S-Chirp脉冲载波时，便于采用数字频率合成技术来产生并灵活地调整扫频规律、扫频带宽、扫频速率、扫频周期相位等参数，便于使用多种S-Chirp脉冲载波来进行通信传输；采用相关解扩和传统的频率解调来恢复出待调制基带信号的还原样本，省去了传统的对C-Chirp脉冲载波解调时使用的声表面波(SAW)压缩线或色散延迟线；FM/Chirp调制便于兼容实现二次频率调制所对应类型的FM调制方式，且可以沿用FM调制使用的C类谐振功率放大器，便于实现大功率发射。

附图说明

图1是实施例1中使用的FM/Chirp复合频率调制方式的实现模型。其中，图1(a)所示发端调制过程的实现模型，11是Chirp脉冲载波产生电路，12是二次频率调制的频率调制器；图1(b)是收端解调过程的实现模型，13是相关解扩器，14是二次频率调制所对应类型的频率调制方式的FM解调器。

图2所示为实施例2中使用的根据调制方法一构建的FM/Chirp调制器模型。其中，21是FM调制器，22是Chirp脉冲载波产生电路，23是混频器，24是带通滤波器。

图3所示为实施例3中使用的根据调制方法二构建的FM/S-Chirp调制器模型。其中，31是相加器，32是数字频率合成电路，33是数字/模拟转换器。

图4所示为实施例4中使用的根据相关解扩方法构建的相关解扩器模型。其中，41是本地Chirp脉冲载波产生电路，42是混频器，43是窄带中频滤波器。

图5所示为实施例5中使用的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法的实现过程示意图。其中，图5(a)所示为接收到的模拟线性FM/S-Chirp已调载波的频率变化规律，图5(b)所示为本地S-Chirp脉冲载波的频率变化规律，图5(c)所示为窄带中频滤波的输出信号的强度。

具体实施方式

实施例1

本实施例用于描述本发明提供的FM/Chirp复合频率调制方式的实现过程。采用如图1所示的FM/Chirp复合频率调制方式的实现模型，其工作过程如下：

在发端调制过程中，Chirp脉冲载波产生电路(11)产生Chirp脉冲载波；二次频率调制的频率调制器(12)将待调制基带信号对Chirp脉冲载波进行二次频率调制获得FM/Chirp已调载波。在收端解调过程中，相关解扩器(13)对接收到的FM/Chirp已调载波进行相关解扩，去除接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律，获得仅包含用于传输信息的频率变化规律的相关解扩结果；然后，采用二次频率调制所对应类型的频率调制方式的FM解调器(14)从相关解扩器(13)输出的相关解扩结果中解调恢复出待调制基带信号的还原样本。

本发明中同时提供的调制方法一可用于实现图1(a)所示发端调制过程；当实际的FM/Chirp复合频率调制方式为FM/S-Chirp调制时，本发明中同时提供的调制方法二也可用于等效实现图1(a)所示发端调制过程；本发明中同时提供的相关解扩方法可用于实现图1(b)的相关解扩器(13)所执行的相关解扩处理；本发明中同时提供的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法，可与本发明中同时提供的相关解扩方法配套使用，用于实现相关解扩过程中的初始同步和同步跟踪。

实施例2

本实施例用于描述本发明中同时提供的调制方法一的实现过程。采用如图2所示的根据调制方法一构建的调制器模型，其工作过程如下：

FM调制器(21)按二次频率调制所对应类型的频率调制方式用待调制基带信号对正弦载波进行频率调制获得FM已调载波；Chirp脉冲载波产生电路(22)产生Chirp脉冲载波；通过混频器(23)将FM已调载波和Chirp脉冲载波进行混频，并采用带通滤波器(24)提取混频器(23)输出的和频或差频分量作为相关解扩结果。

该调制器模型的工作原理可参见说明书中对该调制方法的有关描述，在此不再赘述。将图2中的调制器模型与图1(a)中的发端调制模型相对比可知，图2中的FM调制器(21)、混频器(23)和带通滤波器(24)的共同作用相当于图1(a)中所示的二次频率调制的调制器(12)。

实施例3

本实施例用于描述本发明中同时提供的调制方法二的实现过程。采用如图3所示的根据调制方法二构建的调制器模型，其工作过程如下：

相加器(31)将频率调谐字的中间值(FTW₀)、扫频调制频率变化值(FTW_μ(t))和频率调制频率变化值(FTW_Ω(t))进行相加，获得用于产生FM/S-Chirp已调载波的频率调谐字(FTW)；根据频率调谐字(FTW)，数字频率合成电路(32)产生FM/S-Chirp已调载波的每个步进式频率上的正弦载波波形的幅度取值序列，再通过数字/模拟转换器(33)转换成FM/S-Chirp已调载波的波形。

在本实施例中，要求频率调制频率变化值FTW_Ω(t)是数字形式的。当二次频率调制的类型为模拟线性频率调制时，需要将待调制基带信号在经过低通滤波、预加重、幅度放大、限幅等预处理之后获得的模拟基带信号波形进行A/D转换，并根据A/D结果与已调载波频率变化幅度之间的对应关系来产生频率调制频率变化值FTW_Ω(t)；类似地，当二次频率调制的类型为需要在不同数字码元之间过渡时实现已调载波频率平滑变化的数字频率调制(如GMSK)时，也可以将待调制的数字基带信号在经过预失真处理(如高斯滤波)之后获得的模拟基带信号进行A/D转换，并根据A/D结果与已调载波频率变化幅度之间的对应关系来产生频率调制频率变化值FTW_Ω(t)。当然了，如果二次频率调制的类型为数字频率调制且在不同数字码元之间过渡时不需要考虑已调载波频率的平滑变化问题，则可以直接根据待调制数字基带码元所对应的频率偏移量来产生频率调制频率变化值FTW_Ω(t)。

实施例4

本实施例用于描述本发明中同时提供的相关解扩方法的实现过程。采用如图4所示的根据相关解扩方法构建的相关解扩器模型，在该相关解扩器模型中采用窄带中频滤波器(43)来提取相关解扩结果。其工作过程如下：

本地Chirp脉冲载波产生电路(41)产生扫频规律类型符合要求且扫频周期同步的本地Chirp脉冲载波；通过混频器(42)将接收到的FM/S-Chirp已调载波与本地Chirp脉冲载波产生电路(41)输出的本地Chirp脉冲载波进行混频，采用窄带中频滤波器(43)提取混频输出中的和频或差频分量作为相关解扩结果。

该相关解扩器模型的工作原理可参见说明书中对该相关解扩方法的有关描述，在此不再赘述。

实施例5

本实施例用于描述本发明中同时提供的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法的实现过程。采用如图4所示的相关解扩器模型；窄带中频滤波(43)用于提取相关解扩结果，其滤波带宽等于发端调制过程中待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行FM调制时所获得的FM已调载波所占用的带宽。

假设接收到的FM/Chirp已调载波在实现同步搜索期间保持幅度稳定。将一路本地Chirp脉冲载波分别调整到不同扫频周期相位上进行检测(即串行同步方案)，其实现初始同步的过程如图5所示，其实现步骤如下：

(1)以本地Chirp脉冲载波的扫频周期的N分之一(N为大于2的正整数)为相位调整的步进量对本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位进行调整(在如图5所示的情形中，N＝7)；

(2)每次扫频周期相位调整之后，保持若干个扫频周期，在此期间检测窄带中频滤波器(43)的输出信号的强度；

(3)将本地Chirp脉冲载波产生电路(41)输出的本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位向超前或滞后的方向调整N次；

(4)通过比较这N次相位调整过程中窄带中频滤波器(41)的输出信号的强度检测结果，将出现强度最大值的相位(如图5中所示的第5次相位调整时)作为本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置；

(5)将本地扫频脉冲产生电路(41)输出的本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位调整到扫频周期同步误差最小的相位位置上，实现本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步。

在实际应用中，为了提高初始同步的可靠性，可以将上述初始同步过程重复几次并根据统计的同步检测结果来判断出真正的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步误差最小的位置。

在初始同步建立之后的跟踪阶段，也可以仿照上述同步方法实现本地Chrp脉冲载波的扫频周期同步保持。在跟踪阶段，可以采用比初始同步阶段更小的扫频周期相位调整步进量，将本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位在理想的同步位置附近遍历式调整，同样以窄带中频滤波器(41)的输出信号出现强度最大值的相位位置作为本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置，然后将本地扫频脉冲产生电路(41)输出的本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位调整到扫频周期同步误差最小的位置上，从而实现跟踪阶段的本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步保持。

Claims (8)

1.一种FM/Chirp复合频率调制方式，由发端调制和收端解调两部份组成，发端调制是将待调制基带信号对一次频率调制载波进行二次频率调制所形成的复合频率调制载波作为通信信号；收端解调是根据接收到的复合频率调制载波中包含的待调制基带信号对一次频率调制载波进行二次频率调制过程中附加给一次频率调制载波的频率变化规律来恢复出待调制基带信号的还原样本；其特征在于：

所述一次频率调制载波为Chirp脉冲载波；

所述将待调制基带信号对一次频率调制载波进行二次频率调制，在该过程中附加给一次频率调制载波的频率变化规律与采用相同待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行调制时附加给正弦载波的频率变化规律相同；

所述根据接收到的复合频率调制载波中包含的待调制基带信号对一次频率调制载波进行二次频率调制过程中附加给一次频率调制载波的频率变化规律来恢复出待调制基带信号的还原样本，其实现过程是：通过相关解扩处理去除接收到的复合频率调制载波中包含的扫频规律，采用二次频率调制所对应类型的频率调制方式的频率解调处理从相关解扩结果中恢复出待调制基带信号的还原样本。

2.根据权利要求1所述的FM/Chirp复合频率调制方式，其特征在于：所述作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波，其使用的扫频周期长度满足以下条件：当待调制基带信号为模拟信号时，扫频周期长度小于待调制基带模拟信号中最高有效频率分量的单个周期长度；当待调制基带信号为数字信号时，扫频周期长度小于单个待调制基带数字码元的持续时间长度。

3.根据权利要求1所述的FM/Chirp复合频率调制方式，其特征在于：所述作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波，其使用的扫频规律有单调上升、单调下降两种基本形式以及由这两种基本形式经过拼接而形成的组合形式。

4.根据权利要求3所述的FM/Chirp复合频率调制方式，其特征在于：所述作为一次频率调制载波的Chirp脉冲载波，其扫频规律中的单调上升和单调下降变化，可以按线性或非线性的规律变化，可以按连续或步进式的方式变化。

5.一种实现权利要求1所述FM/Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的调制方法，用待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行调制获得FM已调载波，将该FM已调载波与另一路载波进行混频，提取混频输出中的和频或差频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波；其特征在于：

所述另一路载波为Chirp脉冲载波；所述用作通信信号的FM/Chirp已调载波，其实际使用的扫频规律是：当提取混频输出中的和频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波时，使用的是与Chirp脉冲载波所使用的扫频规律相同的扫频规律；当提取混频输出中的差频分量作为用作通信信号的FM/Chirp已调载波时，如果FM已调载波的中心频率低于Chirp脉冲载波的中心频率，则使用的是与Chirp脉冲载波所使用的扫频规律相同的扫频规律；如果FM已调载波的中心频率高于Chirp脉冲载波的中心频率，则使用的是与Chirp脉冲载波所使用的扫频规律互补的扫频规律。

6.一种实现权利要求1所述FM/Chirp复合频率调制方式的子类FM/S-Chirp复合频率调制方式中发端调制过程的调制方法，采用数字频率合成DDS来产生FM/S-Chirp已调载波；其特征在于：数字频率合成过程中的频率调谐字FTW根据S-Chirp脉冲载波的中心频率f₀、S-Chirp脉冲载波的步进式频率变化规律μ(t)和待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制时形成的频率变化规律Ω(t)来共同决定，亦即：

(1)根据S-Chirp脉冲载波的中心频率f₀获得频率调谐字的中间值FTW₀，根据S-Chirp脉冲载波的步进式频率变化规律μ(t)获得具有正或负取值的扫频调制频率变化值FTW_μ(t)，根据待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制时形成的频率变化规律Ω(t)获得具有正或负取值的频率调制频率变化值FTW_Ω(t)；

(2)用于产生FM/S-Chirp已调载波的频率调谐字FTW为频率调谐字的中间值FTW₀、扫频调制频率变化值FTW_μ(t)和频率调制频率变化值FTW_Ω(t)之和，即FTW＝FTW₀+FTW_μ(t)+FTW_Ω(t)；

(3)根据频率调谐字FTW的取值，通过数字频率合成DDS产生FM/S-Chirp已调载波在每个步进频率上的正弦载波波形的幅度取值序列。

7.根据权利要求1所述的FM/Chirp复合频率调制方式，其收端解调过程中相关解扩处理的方法包括：将接收到的FM/Chirp已调载波与本地载波进行混频，提取混频的输出中的和频或差频分量作为相关解扩结果，其特征在于：其中的本地载波为本地Chirp脉冲载波，该本地Chirp脉冲载波所使用的扫频规律满足以下条件：当提取混频的输出中的差频分量作为相关解扩结果时，本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律相同且扫频周期同步；当提取混频的输出中的和频分量作为相关解扩结果时，本地Chirp脉冲载波的扫频规律与接收到的FM/Chirp已调载波中包含的扫频规律互补且扫频周期同步。

8.根据权利要求7所述的FM/Chirp复合频率调制方式，其收端解调过程中相关解扩处理配套使用的本地Chirp脉冲载波扫频周期同步方法包括：采用窄带中频滤波提取混频输出中的和频分量或差频分量，窄带中频滤波的带宽等于发端调制过程中待调制基带信号按二次频率调制所对应类型的频率调制方式对正弦载波进行频率调制时所获得的FM已调载波所占用的带宽；将本地Chirp脉冲载波的扫频周期相位在一定相位区间内遍历式调整；在每个相位位置上保持若干个扫频周期，在此期间检测窄带中频滤波的输出信号的强度；比较在不同的相位位置上窄带中频滤波的输出信号的强度，将出现强度极大值的扫频周期相位位置作为本地Chirp脉冲载波的扫频周期同步误差最小的位置。