CN102231809A - 一种电子倍增ccd正弦波驱动方法 - Google Patents
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Abstract
一种电子倍增CCD正弦波驱动方法,通过对正弦波码流进行一系列调整,得到相位差与CCD图像数据均值的关系,拟和曲线确定最佳的相位差用于修正初始正弦波码流。本发明通过对正弦波相位进行粗调和精调,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,从而确定了CCD图像数据均值最大时的相位差,通过此相位差对正弦波进行精确修正,得到了最优化的电子倍增CCD驱动信号,最终达到优化***成像、提高成像质量的目的;本发明采用的基于DDS的数字、模拟混合电路技术,并通过高频高压放大电路实现正弦波的线性放大。
Description
技术领域
本发明涉及一种电子倍增CCD正弦波驱动方法,属于电子倍增CCD微光成像技术领域。
背景技术
电子倍增CCD是微光成像的核心器件,利用电子倍增CCD的倍增效应可以排除读出噪声的影响,实现微弱光环境下的成像,甚至是光子计数功能。电子倍增的实现需要高频高压(频率≥10MHz、电压≥50Vpp)的驱动信号,现有的驱动方法有以下两种:
第一种是方波驱动方法,如图1所示,把低压方波通过高压缓冲器变为方波驱动信号,信号幅度有高压供电器决定。同时,为保证幅度的稳定,将产生的方波信号通过分压器反馈给采样/保持器,和控制电压一起控制并校正高压供电器。此方法的优点在于驱动信号的相位易于调整,能满足电子倍增CCD的大致需求;缺点在于电路复杂、调试难度大,且方波驱动信号对CCD的倍增寄存器的老化影响较大。
第二种是正弦波驱动方法,如图2所示,采用共振的原理,在控制时序的开关控制下,通过变压器在低压侧激励出低压的共振波,同时变压器另高压侧产生正弦波驱动信号,为保证幅度的稳定,也把输出信号通过分压器反馈给控制电压端,经误差积分器对共振波的幅值进行校正。此方法的优点在于电路形式简单、能耗小;缺点在于幅度和相位难以进行线性调整控制,调试难度大。
发明内容
本发明的技术解决问题是:克服现有技术的不足,提供一种实现线性调整控制、调试便捷、电路简单、灵活可控的优化***成像、提高成像质量的电子倍增CCD正弦波驱动方法。
本发明的技术解决方案是:一种电子倍增CCD正弦波驱动方法,通过以下步骤实现:
第二步,将第一步产生的正弦波码流V0与电子倍增CCD的时序信号Sig1同步后进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V0″′;
第四步,将放大的正弦波驱动信号与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA0;
第六步,将粗调的正弦波码流V1j和V2j进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′;
第七步,将放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与驱动信号Rφ1的相位差和
第八步,将放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA1j和DA2j;
第十步,将精调的正弦波码流V3m和V4m进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′;
第十一步,将放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与驱动信号Rφ1的相位差和
第十二步,将放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA3m和DA4m;
第十四步,将正弦波码流V31mj、V32mj、V41mj和V42mj进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj;
第十五步,将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1的相位差 和
第十六步,将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj;
第十七步,将相位差 V31mj、V32mj、V41mj和V42mj与CCD图像数据均值DA0、DA1j、DA2j、DA3m、DA4m、DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj进行拟合,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,根据相位差与CCD图像数据均值的关系曲线得到CCD图像数据均值最大时对应的相位差
所述第二、六、十、十四和十八中放大采用高频高压放大电路,高频高压放大电路包括电阻R1、电阻R2、电阻Ra、电阻RF、放大器A、电容C2和电容CF,电阻R2和电容C2串联后与电阻R1并联,电阻Ra和电容CF串联后与电阻RF并联,电阻R1和电阻R2的公共端为平滑的正弦波信号输入端,放大器A的反相输入端分别与电阻R1和电容C2的公共端、电阻Ra和电阻RF的公共端连接,放大器A的正相输入端接地,放大器A的输出端与电阻RF和电容CF公共端连接,放大器A的输出端为放大的正弦波输出端。
本发明与现有技术相比有益效果为:
(1)本发明通过对正弦波相位进行粗调和精调,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,从而确定了CCD图像数据均值最大时的相位差,通过此相位差对正弦波进行精确修正,得到了最优化的电子倍增CCD驱动信号,最终达到优化***成像、提高成像质量的目的;
(2)本发明采用的基于DDS的数字、模拟混合电路技术,并通过高频高压放大电路实现正弦波的线性放大;
(3)本发明电路原理简单、易于实现,正弦波驱动信号容易调整,方便需要反复调整相位的电子倍增CCD进行调试;
(4)本发明产生正弦波的幅度可以线性控制,相位可以线性调整,幅度调整步长mV量级(小于4mV);
(5)本发明产生的正弦波幅度可覆盖0-50Vpp,频率可覆盖1MHz-10MHz,满足了绝大多数电子倍增CCD的驱动需求,具有很好的通用性和实用性。
附图说明
图1为现有的方波驱动技术原理框图;
图2为现有的正弦波驱动技术原理框图;
图3为本发明的原理框图;
图4为本发明的高频高压正弦波放大电路。
具体实施方式
本发明通过以下步骤实现:
2、将正弦波码流V0与电子倍增CCD的时序信号Sig1同步后进行数模转换,得到正弦波模拟信号V0′。
3、对正弦波模拟信号V0′进行低通滤波得到平滑的正弦波信号V0″。
4、对平滑的正弦波信号V0″进行放大,得到放大的正弦波驱动信号V0″′。
6、将放大的正弦波驱动信号与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA0。
8、将粗调的正弦波码流V1j和V2j进行数模转换,得到正弦波模拟信号V1j′和V2j′。
9、对正弦波模拟信号V1j′和V2j′进行低通滤波得到平滑的正弦波信号V1j″和V2j″。
10、对平滑的正弦波信号V1j″和V2j″进行放大,得到放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′。
12、将放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA1j和DA2j。
14、将精调的正弦波码流V3m和V4m进行数模转换,得到正弦波模拟信号V3m′和V4m′。
15、对正弦波模拟信号V3m′和V4m′进行低通滤波得到平滑的正弦波信号V3m″和V4m″。
16、对平滑的正弦波信号V3m″和V4m″进行放大,得到放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′。
18、将放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA3m和DA4m。
20、将正弦波码流V31mj、V32mj、V41mj和V42mj进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj。
21、将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1的相位差 和
22、将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj。
23、将相位差 V31mj、V32mj、V41mj和V42mj与CCD图像数据均值DA0、DA1j、DA2j、DA3m、DA4m、DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj进行拟合,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,根据相位差与CCD图像数据均值的关系曲线得到CCD图像数据均值最大时对应的相位差
以下结合附图和具体实例对本发明进行详细说明,以FPGA产生正弦波为例,但不以此为限。正弦波产生过程如图3所示,由DDS模块、DAC数模转换模块、低通滤波模块和高频高压放大模块级联组成,在DDS模块内产生正弦波码流,通过DAC数模转换模块转换为低压阶梯形正弦波,再经过低压的低通滤波模块得到平滑的正弦波,最后经过高频高压放大模块得到高频高压的正弦波驱动信号。
一、码流产生
本发明中在线调整正弦波幅度和相位的方法是向FPGA发送指令代码,FPGA解码后发给DDS模块,在线执行指令代码。
以16个点码流值为例说明(码流值个数的选择根据实际要求的精度确定,点数越多,正弦波产生的越精确,但一般来说16个点数就能满足精度要求),其余原理相同。
设正弦波的频率为fsin,DDS模块时钟采用16倍的fsin,即f=16*fsin。这样,可以采用16个点值来描述一个正弦波波形,故在FPGA内部存储16个点值作为一个正弦波的码流值,循环发送至DAC数模转换模块使之产生的正弦波。码流为一组归一化值,设为V0={V000,V001,...V015},其幅度为1。在发送出DDS模块前乘以一个幅度系数KA,那么,最后得到的正弦波幅度为
Vpp=G·KA
其中,G为DAC数模转换模块、低通滤波模块和高频高压放大模块的级联增益;KA为14位量化的系数,取值为0-16383。对几乎所有电子倍增CCD来说,50Vpp是足够,为保险起见,要得到50Vpp的正弦波,取电路***最大可获得的正弦波幅度为60Vpp,可得调节步长为
这个步长可以满足CCD在高倍增增益下增益的精确调整。
本发明中,相位的调整为粗调方式和细调方式相结合。
粗调方式通过指定一组码流的起始发送数据来进行,如码流V0,i=0,1,2…N,此处N的取值为16,码流V0的初始相位为0,即数据从其第一个值{V000}开始循环发送。这种方式调节相位的步长为如需延时或超前一个步长,就指定从{V015}或{V001}开始循环发送,得到码流V11和V21, 一般粗调采用2个步长即可,2个步长调整得到码流V12和V22,
以调整一个步长为例,具体数值如表1所示,
表1
本实例取M=5,M取值越到,得到的结果越精确,但一般来说,M=5就能满足精度要求。
具体数据节选如表2所示:
表2
表中,码流V0、V31、V32、V33、V34的初始相位依次增加4.5°,反应到正弦波上就是依次超前4.5°。通过选择不同组的码流,可以实现4.5°步长的相位调整,当调节范围超过或接近22.5°时,需先采用前述的粗调方式,再进行细调。如果需要更为精确的相位调整,可以适当增加码流的组数。
由上述可知,假设需要产生10MHz的正弦波,需要160MHz的码流时钟,时钟周期为6.25ns,也即是粗调的时间步长。当采用5组码流时,可以将步长细分为5份,即细调的时间步长为6.25ns/5=1.25ns,完全可以满足电子倍增CCD的实际应用需求。
二、数模转换、低通滤波
本实例中DAC数模转换模块为一高速的数字信号到模拟信号的转换模块,它把正弦波码流转换为阶梯形的正弦波模拟信号。可以根据正弦波的频率来选择DAC器件的工作频率,它的工作频率要大于正弦波频率的16倍。低通滤波模块为二阶巴特沃斯低通滤波器,负责把阶梯形正弦波模拟信号的高次谐波分量滤去,得到平滑的正弦波信号,它的-3dB截止频率设定为正弦波频率的2倍。具体实际中可根据需要选择DAC和低通滤波器。
三、高频高压放大
本实例中高频高压放大模块为带相位校正环节的高频高压放大器,它把低压的模拟信号线性地放大到50Vpp以上。如图4所示,高频高压放大模块包括电阻R1、电阻R2、电阻Ra、电阻RF、放大器A、电容C2和电容CF,电阻R2和电容C2串联后与电阻R1并联,电阻Ra和电容CF串联后与电阻RF并联,电阻R1和电阻R2的公共端为平滑的正弦波信号输入端,放大器A的反相输入端分别与电阻R1和电容C2的公共端、电阻Ra和电阻RF的公共端连接,放大器A的正相输入端接地,放大器A的输出端与电阻RF和电容CF公共端连接,放大器A的输出端为放大的正弦波输出端。
假设高速运放A(即放大器A)为理想运放时,***的传递函数为
其中,ZF和Z1分别是反馈部分电路(电阻Ra、电容CF和电阻RF组成的电路)的等效阻抗和输入部分电路(电阻R2、电容C2和电阻R1组成的电路)的等效阻抗。其表达式分别如下所示:
将以上三式,可得
由上式可知:①电路的低频增益G=RF/R1,由此可以根据电路放大倍数确定RF、R1的相对关系。②该电路***是由2个零点和2个极点构成的二阶***,零点、极点处的频率如下:
其中,零点fz2>fz1,极点fp2>fp1。由于高速运放A并非理想,尤其在高频高压放大下相位裕度小、闭环性能不稳定,容易产生振荡,且电路印制板的寄生参数也对***稳定性有较大影响,这里需要多次测试、调整***的零极点关系以对相位进行校正,使之有较大的相位裕度,稳定可靠的工作。根据零极点关系,可以确定R1、R2、RF、Ra四个电阻和C2、CF两个电容的具体参数。
在高速运放的选择时,需根据电子倍增CCD具体的正弦波频率和幅度的要求来选择,首先运放要能够输出的幅度足够大的正弦波;其次运放要有足够大的压摆率SR或全功率带宽full,其关系表达式如下:
SR=π·ffull·Vpp
通常全功率带宽要比正弦波频率大一些,以保证在正弦波频率下可以正常工作,如正弦波为10MHz时,可以选择运放的全功率带宽为15MHz,要得到幅度为50Vpp的正弦波,其压摆率应不小于2355V/μs。
设计原理:DDS模块、DAC数模转换模块、低通滤波模块和高频高压放大模块在信号通带范围内是线性时不变***,对源信号的反应是线性的。而基于FPGA的DDS模块可以很容易产生任意时序、任意幅度的正弦波码流,因而很容易对正弦波的幅度和相位进行准确调整。带相位校正环节的高频高压放大模块,可以使放大器对10MHz的正弦波信号进行线性稳定地放大工作。
四、拟和曲线、得到最佳相位调整量修正正弦波码流
将放大的正弦波驱动信号与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到一系列放大的正弦波驱动信号与驱动信号Rφ1的相位差;并将放大的正弦波驱动信号与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到与之对于的一系列CCD图像数据均值DA;将一系列相位差与CCD图像数据均值DA进行拟合,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,根据相位差与CCD图像数据均值的关系曲线得到CCD图像数据均值最大时对应的相位差(即最佳相位差)。
本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。
Claims (2)
1.一种电子倍增CCD正弦波驱动方法,其特征在于通过以下步骤实现:
第二步,将第一步产生的正弦波码流V0与电子倍增CCD的时序信号Sig1同步后进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V0″′;
第四步,将放大的正弦波驱动信号与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA0;
第六步,将粗调的正弦波码流V1j和V2j进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′;
第七步,将放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与驱动信号Rφ1的相位差和
第八步,将放大的正弦波驱动信号V1j″′和V2j″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA1j和DA2j;
第十步,将精调的正弦波码流V3m和V4m进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′;
第十一步,将放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与驱动信号Rφ1的相位差和
第十二步,将放大的正弦波驱动信号V3m″′和V4m″′与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA3m和DA4m;
第十四步,将正弦波码流V31mj、V32mj、V41mj和V42mj进行数模转换、低通滤波和放大后,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj;
第十五步,将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与电子倍增CCD的时序信号Sig1经过驱动电路得到的驱动信号Rφ1进行比较,得到放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1的相位差 和
第十六步,将放大的正弦波驱动信号V″′31mj、V″′32mj、V″′41mj和V″′42mj与驱动信号Rφ1送入电子倍增CCD中,得到CCD图像数据均值DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj;
第十七步,将相位差 V31mj、V32mj、V41mj和V42mj与CCD图像数据均值DA0、DA1j、DA2j、DA3m、DA4m、DA31m、DA32mj、DA41mj和DA42mj进行拟合,得到相位差与CCD图像数据均值的关系曲线,根据相位差与CCD图像数据均值的关系曲线得到CCD图像数据均值最大时对应的相位差
第十八步,用第十七步得到的相位差修正第一步的正弦波码流V0,得到的正弦波码流对正弦波码流进行数模转换、低通滤波和放大后送入电子倍增CCD中进行成像。
2.根据权利要求1所述的一种电子倍增CCD正弦波驱动方法,其特征在于:所述第二、六、十、十四和十八中放大采用高频高压放大电路,高频高压放大电路包括电阻R1、电阻R2、电阻Ra、电阻RF、放大器A、电容C2和电容CF,电阻R2和电容C2串联后与电阻R1并联,电阻Ra和电容CF串联后与电阻RF并联,电阻R1和电阻R2的公共端为平滑的正弦波信号输入端,放大器A的反相输入端分别与电阻R1和电容C2的公共端、电阻Ra和电阻RF的公共端连接,放大器A的正相输入端接地,放大器A的输出端与电阻RF和电容CF公共端连接,放大器A的输出端为放大的正弦波输出端。
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