CN102195489B - 一种用于开关电路的电流峰值压缩方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种用于开关电路的电流峰值压缩控制方法。所述控制方法包括步骤一：监测所述开关电路的运行是否进入脉冲跳跃模式；步骤二：若所述开关电路进入脉冲跳跃模式，则进入动作一；若所述开关电路没有进入脉冲跳跃模式，则进入动作二；动作一：第一步，得到开关电路的等效频率；第二步，接收所述等效频率，得到与所述等效频率成反向变化的脉冲处理信号；得到与所述脉冲处理信号成反向变化的轻载峰值电流处理信号,控制所述开关电路的峰值电流，从而使等效频率保持在设定值，并处于音频范围之外；第三步，跳至步骤一；动作二：跳至步骤一。根据负载的变化改变流过主开关管的峰值电流，避免等效频率进入人耳可听到的音频范围。

Description

一种用于开关电路的电流峰值压缩方法

本申请是申请日为2009年9月1日、申请号为200910306436.2、发明名称为“电流峰值压缩方法及采用该方法的控制电路”之发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及开关电路及其控制方法，更具体地说，本发明涉及在脉冲跳跃模式下压缩电流峰值的开关电路的控制方法。

背景技术

开关电路被广泛应用于各种场合。其中多模式控制由于能够使电路在各种负载下获得高效率，目前被广泛采用。通常，在多模式控制中，其中一种模式为脉冲跳跃模式，即burst模式。然而当开关电路在burst模式下时，等效频率非常低，当等效频率低于20kHz时，进入了人耳可听到的音频范围，就产生了噪声。

因此有必要提供一种改进的开关电路的控制电路，使其在burst模式下时，等效频率不至于过低，从而消除噪声。

发明内容

因此本发明的目的在于提供一种改进的开关电路的控制电路及其方法。基于该控制电路和方法的开关电路在其进入burst模式时，根据负载的变化改变流过主开关管的峰值电流，从而避免等效频率进入人耳可听到的音频范围。

一种用于开关电路的电流峰值压缩方法，包括

步骤一：监测所述开关电路的运行是否进入脉冲跳跃模式；

步骤二：若所述开关电路进入脉冲跳跃模式，则进入动作一；若所述开关电路没有进入脉冲跳跃模式，则进入动作二；

动作一：

第一步，采样所述开关电路一个周期内有开关信号的时间和没有开关信号的时间，得到开关电路的等效频率；

第二步，通过脉冲处理器接收所述等效频率，得到与所述等效频率成反向变化的脉冲处理信号；通过轻载峰值电流处理器接收所述脉冲处理信号，得到与所述脉冲处理信号成反向变化的轻载峰值电流处理信号,利用所述轻载峰值电流处理信号控制所述开关电路的峰值电流，从而使等效频率保持在设定值，并处于音频范围之外；

第三步，跳至步骤一；

动作二：跳至步骤一。

本发明采用上述结构和/或方法,可以在开关电路在其进入burst模式时,切换电路进入轻载处理过程,根据负载的变化改变流过主开关管的峰值电流，从而避免等效频率进入人耳可听到的音频范围。

附图说明

图1为根据本发明的一种开关电路100。

图2为图1所示开关电路100的控制芯片IC₁的具体电路110。

图3为图1所述开关电路100的开关频率和峰值电流随反馈信号的变化而变化的波形图。

图4为开关电路100在脉冲跳跃模式下施加在主开关管M₁控制端的开关信号波形。

图5为图2所述电路110的轻载峰值电流处理器U₄的具体电路结构图80。

具体实施方式

如图1所示，为典型开关电路100。在本实施例中，开关电路100的拓扑为反激拓扑。开关电路100包括一接收交流输入信号V_IN的整流桥，一与所述整流桥并联连接的输入电容C_IN，一变压器T（本领域的技术人员应该认识到，变压器T为能够储存能量的储能元件），一控制芯片IC₁，一由变压器T的初级绕组T₀、次级绕组T₁、二极管D₁、输出电容C_OUT构成的典型反激拓扑，一由变压器T的辅助绕组T₂、二极管D₂、电容C₁，电阻R_C构成的辅助供电回路，一由光电耦合器D₀、电阻R_FB1、电阻R_FB2及齐纳二极管D₃组成的反馈组件，一采样电阻R_S以及一电容C₀。

其中变压器T的初级绕组T₀的一端接收经过整流桥和输入电容C_IN整流后的直流信号V_DC，其另一端连接至控制芯片IC₁的一个管脚D。变压器T的次级绕组T₁和二极管D₁串联连接后与输出电容C_OUT并联连接，输出电容C_OUT两端电压即为开关电路100的输出电压V_OUT。反馈组件光电耦合器D₀、电阻R_FB1以及齐纳二极管D₃依次串联连接后与输出电容C_OUT并联连接，从而反馈输出电压V_OUT至控制芯片IC₁的反馈管脚FB。由于光电耦合器D₀反馈的是电流信号，于是电阻R_FB2与光电耦合器D₀的三极管部分串联，将流经其上的电流信号转换为相应的电压信号，即开关电路100输出电压V_OUT的反馈电压V_FB。在本实施例中，此反馈电压V_FB即输出信号的反馈值。变压器T的辅助绕组T₂和二极管D₂、电阻R_C串联连接后与电容C₁并联连接，从而在开关电路100正常工作时，提供用于控制芯片IC₁内部供电源所需的辅助供电电压。

图2所示为根据本发明的控制芯片IC₁的内部具体电路图110。如图2所示，电路110包括：主开关管M₁，连接在控制芯片IC₁的管脚D和管脚S之间，进而通过变压器T的初级绕组T₀和整流桥接收输入信号V_IN；开关频率控制电路1，包括由电流源U_S、开关S₁和管脚C_t外接电容C₀组成的锯齿波产生电路，开关频率控制电路1还包括第一比较器U₁和由连接电阻R和齐纳二极管D4组成的开关频率参考信号给定电路；减法电路2，连接至管脚FB，用以接收开关电路输出电压V_OUT的反馈电压V_FB，并将反馈电压V_FB与其内部设定值V_SUB相减，而得到差信号V_SUB-V_FB，可以看到差信号V_SUB-V_FB与开关电路100的输出同方向变化（输出电压V_OUT增大，差信号V_SUB-V_FB也增大；反之，输出电压V_OUT减小，则差信号V_SUB-V_FB也减小），因此差信号V_SUB-V_FB为开关电路100输出信号的反馈信号。在此实施例中，由于反馈电压V_FB与开关电路100的输出电压V_OUT反方向变化，为了得到与输出电压V_OUT同方向变化的反馈信号，在控制芯片IC₁内设置此减法电路2，然而本领域的技术人员应该认识到，若反馈电路做一些调整，则控制芯片IC₁可以不需要减法电路2。

电路110还包括峰值电流参考信号判定电路3，其一个输入端接收参考信号V_sense，其另一个输入端连接至可切换的状态开关S₂，进而通过状态开关S₂接收差信号V_SUB-V_FB或者轻载峰值电流处理信号V_th，这在下文有具体阐述，其输出信号为峰值电流参考信号V_ir，峰值电流参考信号判定电路3比较其输入的两个信号，并将其中较小的信号作为结果输出；峰值电流比较器4，其一个输入端接收表征流过主开关管电流I_M1的采样信号，即流过主开关管M₁的电流I_M1同时流过外接在管脚S和地之间的采样电阻R_S，从而转化为相应的电压信号，即采样信号，其另一个输入端接收峰值电流参考信号V_ir，其输出信号为峰值电流控制信号；轻载状态检测电路，即滞环比较器5，其一个输入端接收轻载参考信号V_ref，另一个输入端接收差信号V_SUB-V_FB，输出轻载状态控制信号；模式切换电路6，包括RS触发器U₅和与门U₀，其中RS触发器U₅的置位端S作为其第一输入端，接收开关频率控制信号，RS触发器U₅的复位端R作为其第二输入端，接收峰值电流控制信号，RS触发器U₅的输出端Q连接至与门U₀的一个输入端和开关S₁的控制端，与门U₀的另一个输入端作为模式切换电路6的第三输入端，接收轻载状态控制信号，与门U₀的输出端作为该模式切换电路6的输出端，输出模式切换信号；驱动电路7，接收模式切换信号，并输出开关信号Pulse至主开关管M₁的控制端，进而控制主开关管M₁的导通与断开。其中峰值电流参考信号判定电路3有如下特性：其接收两个输入信号，并判断两个信号的大小，将较小的信号作为其输出的峰值电流参考信号V_ir。滞环比较器5的滞环值为V_T，其滞环上限为V_BRH=V_ref+V_T，其滞环下限为V_BRL=V_ref-V_T。

电路110还包括轻载处理电路8和状态切换电路9。其中轻载处理电路包括采样振荡器U₂，输出采样振荡信号；脉冲处理器U₃，其接收采样振荡信号和模式切换信号，并输出脉冲处理信号V_CL；轻载峰值电流处理器U₄，其接收脉冲处理信号V_CL，并输出轻载峰值电流处理信号V_th。在一个实施例中，采样振荡器U₂可接收轻载状态控制信号，即采样振荡器U₂的一个输入端可连接至轻载状态检测电路的输出端（图中未示出），从而轻载状态控制信号使开关电路100进入burst模式时输出采样振荡信号，当然，采样振荡器U₂也可在开关电路100运行的整个过程中输出采样振荡信号。状态切换电路9接收轻载状态控制信号，并输出状态切换信号至状态开关S₂，从而在开关电路100进入轻载状态，即burst模式下时，将状态开关S₂连接至轻载处理电路8的输出端，即端子20，使峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收轻载峰值电流处理信号V_th；而在开关电路100退出轻载状态时，将状态开关S₂连接至减法电路2的输出端，即端子10，使峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收减法电路2输出的差信号V_SUB-V_FB。

为了使峰值电流比较器4更好地接收采样信号，电路110还包括模块LEB（leading edge blanking），用以防止由于二极管反向恢复，寄生震荡等因素造成的开关管误动作。但是本领域的技术人员应该认识到，在本发明中，可以省略模块LEB。

当开关电路100正常运行时，假使负载有所变化，即输出电压V_OUT变化，则其反馈电压V_FB随之变化。具体表现为：若负载变轻，反馈电压V_FB增大；反之，反馈电压V_FB减小。因此，当负载逐渐降低时，本领域的技术人员可以看到，开关电路100将出现下列情况：

情况（1）：当V_FB<V_D4、V_SUB-V_FB>V_sense、V_SUB-V_FB>V_BRL时，状态切换电路9将状态开关S₂连接至10端子，使峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收反馈信号，即减法电路2输出的差信号V_SUB-V_FB。其中V_D4为齐纳二极管D₄两端的钳位电压。此时，开关电路100的开关频率f=1/(T_charge+T_pulse)=1/(C_C0*V_FB/I_Ct+T_pulse)，其中T_charge为外接电容C₀的充电时间，T_pulse为开关S₁被接通的时间，C_C0为外接电容C₀的电容值，I_Ct为电流源U_S的输出电流值。其峰值电流参考信号为V_sense，即其峰值电流保持不变，而开关频率f随开关电路100负载的降低而减小，开关电路100进入模式1：峰值电流不变、开关频率变化模式，如图3所示。

情况（2）：当V_FB<V_D4、V_SUB-V_FB<V_sense、V_SUB-V_FB>V_BRL时，状态开关S₂依旧连接至端子10，峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收反馈信号，即减法电路2输出的差信号V_SUB-V_FB。此时，开关电路100的开关频率f=1/(T_charge+T_pulse)=1/(C_C0*V_FB/I_Ct+T_pulse)，其峰值电流参考信号为V_SUB-V_FB，即其峰值电流和开关频率f均随开关电路100负载的降低而减小，开关电路100进入模式2：峰值电流和开关频率均变化模式，如图3所示。

情况（3）：当V_FB>V_D4、V_SUB-V_FB<V_sense、V_SUB-V_FB>V_BRL时，状态开关S₂依旧连接至端子10，峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收反馈信号，即减法电路2输出的差信号V_SUB-V_FB。此时，开关电路100的开关频率f=1/(T_charge+T_pulse)=1/(C_C0*V_D4/I_Ct+T_pulse)，其峰值电流参考信号为V_SUB-V_FB，即其峰值电流随开关电路100负载的降低而减小，其开关频率f保持不变，开关电路100进入模式3：峰值电流变化、开关频率不变模式，如图3所示。

情况（4）：V_FB>V_D4,V_SUB-V_FB<V_sense、V_SUB-V_FB<V_BRL时，开关电路100进入burst模式。此时，状态切换电路9将状态开关S₂连接至端子20，使峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收轻载峰值电流处理信号V_th。接下来重点阐述此时开关电路100的工作。

参看图4，为开关电路100在脉冲跳跃模式下施加在主开关管M₁控制端的开关信号波形。其中纵轴表示开关信号Pulse，横轴表示时间t，T_S为开关电路100的开关周期，X为有开关周期的开关信号个数，即XT_S为在一个等效周期内有开关信号的时间；Y为没有开关周期时跳过的开关信号个数，即YT_S为在一个等效周期内没有开关信号的时间。此时开关电路100的等效频率为

对于传统的脉冲跳跃模式，随着负载的逐渐降低，有开关信号的时间逐渐变小，没有开关信号的时间逐渐变大，即X变小，Y变大，则等效频率f_eq降低，当其降低至音频范围时，就引起了音频噪声。本发明要解决的问题为在开关电路100进入burst模式时，将峰值电流进一步降低，使X值增大，Y值减小，从而使开关电路100的等效频率f_eq升高。

为了达到上述目的，当本发明的开关电路100进入burst模式时，采样振荡器U₂输出一系列指令给脉冲处理器U₃，使脉冲处理器U₃采样开关信号，并记录有开关信号的时间XT_S和没有开关信号的时间YT_S，从而记录此时开关电路100的等效频率f_eq，并与***设定的X_set和Y_set值进行比较，即比较f_eq和设定值f_eqset的大小。当f_eq<f_eqset时，脉冲处理器U₃输出的脉冲处理信号V_CL增大；反之，当f_eq>f_eqset时，脉冲处理信号V_CL减小。随后，脉冲处理器U₃将脉冲处理信号V_CL输送至轻载峰值电流处理器U₄，得到与V_CL反向变化的轻载峰值电流处理信号V_th。最终通过轻载峰值电流处理器U₄的作用，使X值稳定在X_set处、Y值稳定在Y_set处，即使得等效频率f_eq稳定在f_eqset处。轻载峰值电流处理器U₄的具体工作见下文具体阐述。

参看图5，为轻载峰值电流处理器U₄的具体电路结构图80。电路80包括第一运算放大器A₁，其同相输入端接收脉冲处理器U₃输出的脉冲处理信号V_CL，其输出端连接至第五n型三极管Q₅的基极，第五n型三极管Q₅的发射极连接至第一运算放大器A₁的反相输入端和第一电阻R₁的一端，第一电阻R₁的另一端接地。即第一运算放大器A₁、第一电阻R₁以及第五n型三极管Q₅构成第一电压跟随器。第五n型三极管Q₅的集电极连接至第一p型三极管Q₁的集电极；第一p型三极管Q₁和第二p型三极管Q2形成第一电流镜结构，并且由图5可以看到，两者的电流比为1:m，流过第二p型三极管Q₂的电流I₂是流过第一p型三极管Q₁电流I₁的m倍，即I₂=m×I₁。同时，第三p型三极管Q₃和第四p型三极管Q₄形成第二电流镜结构，两者的电流比为1:n，流过第四p型三极管Q₄的电流I₄是流过第三p型三极管Q₃的电流I₃的n倍，即I₄=n×I₃。第二运算放大器A₂、第二电阻R₂以及第六n型三极管Q₆构成第二电压跟随器，即其彼此的连接关系如第一运算放大器A₁、第一电阻R₁和第五n型三极管Q₅一样，这里不再详述。同时第六n型三极管Q₆的集电极连接至第二p型三极管Q₂的集电极和第三p型三极管Q₃的集电极，即流过第六n型三极管Q₆的电流I₆=I₂+I₃。第四p型三极管Q₄的集电极通过第三电阻R₃连接至地，并且第三电阻R₃两端的电压为电路80输出的轻载峰值电流处理信号V_th。即，第一运算放大器A₁、第五n型三极管Q₅和第一电阻R₁构成成第一电压跟随器，接收脉冲处理信号V_CL，并输出第一电流信号I₁；第一p型三极管Q₁和第二p型三极管Q₂构成第一电流镜，接收第一电流信号I₁，并输出第二电流信号I₂；第二运算放大器A₂、第二电阻R₂以及第六n型三极管Q₆构成第二电压跟随器，接收第二参考信号V_R，并输出第六电流信号I₆；第三p型三极管Q₃和第四p型三极管Q₄构成第二电流镜，接收第六电流信号I₆和第二电流信号I₂之差，即I₆-I₂，输出第四电流信号I₄；第三电阻R₃接收第四电流信号I₄，输出轻载峰值电流处理信号V_th。

可以看到，各电压电流的关系为：

$I_1=\frac{V_{\mathrm{CL}}}{R_1}---\left(1\right)$

$I_6=\frac{V_R}{R_2}---\left(2\right)$

$I_2=m\&times;I_1=m\&times;\frac{V_{\mathrm{CL}}}{R_1}---\left(3\right)$

$I_3=I_6-I_2=\frac{V_R}{R_2}-m\&times;\frac{V_{\mathrm{CL}}}{R_1}---\left(4\right)$

$I_4=n\&times;I_3=n\&times;(\frac{V_R}{R_2}-m\&times;\frac{V_{\mathrm{CL}}}{R_1})---\left(5\right)$

因此，轻载峰值电流处理信号V_th为

$V_{\mathrm{th}}=I_4\&times;R_3=n\&times;I_3\&times;R_3=n\&times;(\frac{V_R}{R_2}-m\&times;\frac{V_{\mathrm{CL}}}{R_1})\&times;R_3---\left(6\right)$

若第一电阻R₁、第二电阻R₂和第三电阻R₃取相同的电阻值，即R₁=R₂=R₃，并且取m=1，n=1，则等式（6）变为

V_th=V_R-V_CL  （7）

即轻载峰值电流处理信号V_th与脉冲处理信号V_CL成反向变化。而由前述可知，脉冲处理信号V_CL与等效频率f_eq成反向变化，因此轻载峰值电流处理信号V_th与等效频率f_eq成正向变化。若等效频率f_eq越低，轻载峰值电流处理信号V_th越小，此时V_th<V_sense，则此时开关电路100的峰值电流参考信号减小，即其峰值电流减小，从而使等效频率f_eq增大，避免其进入音频范围。

当开关电路100退出burst模式时，状态切换电路9将状态开关连接至端子10，使峰值电流参考信号判定电路3的另一输入端接收减法电路2输出的差信号V_SUB-V_FB，开关电路100的根据当前状态进入情况(1)，或情况(2)，或情况(3)。

可以看到，通过整个控制，开关电路100进入burst模式时，X减小、Y增大，开关电路100的等效频率f_eq减小。脉冲处理器U₃将此时的X值和Y值与***设定的X_set和Y_set比较，此时X<X_set、Y>Y_set，即f_eq<f_eqset，于是脉冲处理器U₃输出的脉冲处理信号V_CL增大；变大的脉冲处理信号V_CL被输送至轻载峰值电流处理器U₄，使得其输出的轻载峰值电流处理信号V_th减小，从而使X值增大至设定值X_set、使Y值减小至设定值Y_set，并最终使f_eq增大至f_eqset。因此，对于预先设定好的X_set，Y_set，开关电路100的等效频率f_eq可以相对稳定地保持在设定值f_eqset处。这样就可以控制***，消除音频噪声。并且设定值X_set、Y_set可调，即设定值f_eqset可调。

本发明还公开了一种用于开关电路的电流峰值压缩方法，包括

步骤一：监测所述开关电路的运行是否进入脉冲跳跃模式；

步骤二：若所述开关电路进入脉冲跳跃模式，则进入动作一；若所述开关电路没有进入脉冲跳跃模式，则进入动作二；

动作一：第一步，采样所述开关电路有开关信号的时间和没有开关信号的时间，得到开关电路的等效频率；第二步，通过脉冲处理器接收所述等效频率，得到与所述等效频率成正比变化的脉冲处理信号；通过轻载峰值电流处理器接收所述脉冲处理信号，得到与所述脉冲处理信号成反比变化的轻载峰值电流处理信号；第三步，跳至步骤一；

动作二：跳至步骤一。

如上文所述，第二步中将得到的等效频率f_eq与设定值f_eqset进行比较，如果等效频率小于设定值，脉冲处理信号增大；如果等效频率大于设定值，脉冲处理信号减小。

轻载峰值电流处理信号与所述开关电路中流过其开关的电流的采样信号进行比较，输出峰值电流控制信号耦合给所述开关的控制端，通过控制所述开关的峰值电流，调节所述等效频率保持在设定值，以使之在音频范围之外，避免噪声。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (3)

1.一种用于开关电路的电流峰值压缩方法，包括

步骤一：监测所述开关电路的运行是否进入脉冲跳跃模式；

步骤二：若所述开关电路进入脉冲跳跃模式，则进入动作一；若所述开关电路没有进入脉冲跳跃模式，则进入动作二；

动作一：

第一步，采样所述开关电路一个周期内有开关信号的时间和没有开关信号的时间，得到开关电路的等效频率；

第二步，通过脉冲处理器接收所述等效频率，得到与所述等效频率成反向变化的脉冲处理信号；通过轻载峰值电流处理器接收所述脉冲处理信号，得到与所述脉冲处理信号成反向变化的轻载峰值电流处理信号,利用所述轻载峰值电流处理信号控制所述开关电路的峰值电流，从而使等效频率保持在设定值，并处于音频范围之外，其中所述轻载峰值电流处理信号与所述开关电路中流过其开关的电流的采样信号进行比较，输出峰值电流控制信号耦合给所述开关的控制端，通过控制所述开关的峰值电流，调节所述等效频率保持在设定值；

第三步，跳至步骤一；

动作二：跳至步骤一。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述轻载峰值电流处理器包括

第一电压跟随器，接收所述脉冲处理信号，输出第一电流信号；

第一电流镜，接收所述第一电流信号，输出第二电流信号；

第二电压跟随器，接收第二参考信号，输出第六电流信号；

第二电流镜，接收所述第六电流信号和所述第二电流信号之差，输出第四电流信号；

第三电阻，接收所述第四电流信号，得到并输出所述轻载峰值电流处理信号。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第二步中将得到的等效频率与设定值进行比较，如果等效频率小于设定值，脉冲处理信号增大；如果等效频率大于设定值，脉冲处理信号减小。

 

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