CN102176662A - 应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，其中可变增益放大器包含：输入差分对、电流缓冲器和共源输出级；直流偏移消除电路包含：跨导放大器和极小电流源偏置；跨导放大器的输入连接至可变增益放大器的输出端，用于将输出直流偏移电压转化为电流；跨导放大器的输出连接至可变增益放大器前级差分对的输出电流加和节点，构成负反馈回路。采用跨导放大器反馈回路和极小电流源偏置技术，实时校正信号通路中的直流偏移，在启动和切换增益过程中能够快速收敛，并且不限制可变增益放大器的初始状态。在输入信号通路的电流加和节点接入跨导放大器的反馈输出，极小电流源用来偏置跨导放大器的输入级。

Description

应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路

技术领域

本发明涉及一种应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，特别是涉及一种使用跨导放大器反馈电路和极小电流源(peaking current source)偏置，消除低频信号输入的可变增益放大器在设计增益范围内直流偏移的电路。

技术背景

从天线和光缆中接收到的信号能量是不可预知的，而且模数转换器在输入摆幅比较大的时候才有比较好的线性度，因此通信***多在模数转换器前级加入可变增益放大器，这样就可以把输入信号摆幅保持在合理的范围内，进而提高***的动态范围。

由于芯片制造工艺的演进，可变增益放大器在诸多方面受到限制，其中一个不可忽略的非理想因素就是直流偏移。可变增益放大器常采用多级高增益运算放大器结构，所以前级几毫伏的直流偏移在经过放大后往往会达到几十甚至几百毫伏，而这么大的直流分量必然会导致现代低电压设计下输出级进入饱和。因此，需要消除引起电路非线性的直流偏移以保证整个***工作在正常范围内。

一种传统的做法是在信号通路中接入高通滤波器消除输出的直流分量。对于接收频谱延伸到接近直流的低频信号，需要把该滤波器的转折频率(corner frequency)设计的比较低，否则会造成有用信号的损失。然而较低的转折频率不可避免的需要加入大电阻和大电容，这都会增加芯片的面积，从而提高生产的成本。为了更理想的频率选择特性甚至可能需要在芯片中无法实现的电阻和电容。

另一种做法是采用数字信号处理的方法补偿直流偏移。控制电路输出不同的数字码至数模转换器来调节可变增益放大器的直流分量大小，并且通过输出信号和参考电压的比较结果调整数字码的大小，这样就可以构成直流偏移校正的环路。采用折半查找算法可以缩短环路收敛的时间。不过这种方法由于引入额外的数模转换器，不但增加了面积，而且会加大功耗。此外，数模转换器和比较器本身的非理想特性也会影响补偿直流偏移的精度。

发明内容

本发明目的在于，通过提供一种应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，在消除直流偏移的前提下，降低设计复杂度、减小芯片面积和降低电路带来的额外功耗。

本发明是采用以下技术手段实现的：

一种应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，其中可变增益放大器包含：输入差分对、电流缓冲器和共源输出级；直流偏移消除电路包含：跨导放大器和极小电流源偏置；跨导放大器的输入连接至可变增益放大器的输出端，用于将输出直流偏移电压转化为电流；跨导放大器的输出连接至可变增益放大器前级差分对的输出电流加和节点构成负反馈回路；所述的跨导放大器的输入端是晶体管层叠式连接的源漏极；跨导放大器的输出压控电流源之前用晶体管电容作为负载。

前述的跨导放大器含有：由Mc1、Mc2、Mc3、Mc4、Mc5、Mc6、Mc7、Mc8、Mc17、Mc18、Mc21、Mc22、Mc25、Mc26组成的PMOS管；由Mc9、Mc10、Mc11、Mc12、Mc13、Mc14、Mc15、Mc6，Mc19，Mc20，Mc23，Mc24，Mc27，Mc28组成的NMOS管；两个电阻Rc1，Rc2，其中：

所述电阻Rc1，Rc2连接可变增益放大器的输出至以层叠式结构连接的NMOS管Mc9、Mc10、Mc11、Mc12、Mc13、Mc14、Mc15、Mc6的源漏极构成所述跨导放大器的输入级；

所述PMOS管的Mc1、Mc2、Mc3、Mc4、Mc5、Mc6、Mc7、Mc8作为所述跨导放大器输入级的有源负载通过漏极连接至所述NMOS管的Mc9、Mc10、Mc13、Mc14的漏极；

所述NMOS管的Mc27、Mc28和PMOS管的Mc25，Mc26作为所述跨导放大器输入级的负载电容通过栅极连接至所述NMOS管的Mc10、Mc13和PMOS管Mc4、Mc7的漏极；

所述NMOS管Mc17、Mc18、Mc21、Mc22和PMOS管的Mc19，Mc20，Mc23，Mc24作为所述跨导放大器的压控电流源输出级通过栅极连接至所述NMOS管的Mc10，Mc13和PMOS管的Mc4，Mc7的漏极，通过漏极连接至所述可变增益放大器的电流加和节点。

前述的跨导放大器的偏置电路采用极小电流源。

本发明应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，与现有技术相比，具有以下明显的优势和有益效果。

本发明应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，这种连续时间闭环回路不但可以消除与可变增益放大器增益无关的直流偏移，而且能够实时处理随增益变化或者随输入信号变化的直流偏移。在启动可变增益放大器和切换不同增益的时候，都能够在很短的时间内收敛，以保证在各种情况下都能消除直流偏移，并且无需指定初始状态。本发明没有使用较大的电阻或是电容，因此将整个电路的面积控制在可以接受的范围内。此外由于采用了极小电流源偏置，从而进一步降低了直流偏移消除电路的功耗。

综上所述，本发明通过该实施例实现了低频可变增益放大器的直流偏移实时消除功能，并且降低了设计复杂度。本发明并不限于上述实施例，可以在不偏离本发明的范围和精神的情况下对其进行修改和变化。

附图说明

图1为极小电流源的电路图；

图2为传统的采用高通滤波器消除直流偏移的线路框图；

图3为传统的采用数字信号处理消除直流偏移的线路框图；

图4为本发明应用于低频可变增益放大器实施例的线路框图；

图5为本发明实施例的具体电路图；

图6为本发明实施例中启动可变增益放大器时直流偏移消除环路收敛的测试结果；

图7为本发明实施例中切换增益时直流偏移消除环路收敛的测试结果。

符号说明：

61：不使用直流偏移消除电路；62：使用直流偏移消除电路；63：直流偏移消除电路启动过程；64：直流偏移消除电路使能信号；

71：可变增益放大器设置为最小增益；72：可变增益放大器设置为最大增益；73：63分贝增益切换步长；74：增益切换信号。

具体实施方法

以下结合说明书附图对本发明的具体实施例加以说明：

图1为极小电流源的电路图；图2为传统的采用高通滤波器消除直流偏移的线路框图；图3为传统的采用数字信号处理消除直流偏移的线路框图。

请参阅图4所示，本发明应用于低频可变增益放大器实施例的线路框图；包括：差分输入对，电流缓冲器，共源输出级。图4给出了采用直流偏移消除电路的可变增益放大器的结构。直流偏移消除电路包含：跨导放大器和极小电流源偏置；跨导放大器的输入连接至可变增益放大器的输出端，用于将输出直流偏移电压转化为电流；跨导放大器的输出连接至可变增益放大器前级差分对的输出电流加和节点，构成负反馈回路。

前述的跨导放大器的输入端是晶体管层叠式连接的源漏极；跨导放大器的输出压控电流源之前用晶体管电容作为负载。

前述的跨导放大器的偏置电路采用极小电流源。

请参阅图5所示，为本发明实施例的具体电路图。

跨导放大器含有：由Mc1、Mc2、Mc3、Mc4、Mc5、Mc6、Mc7、Mc8、Mc17、Mc18、Mc21、Mc22、Mc25、Mc26组成的PMOS管；由Mc9、Mc10、Mc11、Mc12、Mc13、Mc14、Mc15、Mc6，Mc19，Mc20，Mc23，Mc24，Mc27，Mc28组成的NMOS管；两个电阻Rc1，Rc2，其中：

电阻Rc1，Rc2连接可变增益放大器的输出至以层叠式结构连接的NMOS管Mc9、Mc10、Mc11、Mc12、Mc13、Mc14、Mc15、Mc6的源漏极构成所述跨导放大器的输入级；

PMOS管的Mc1、Mc2、Mc3、Mc4、Mc5、Mc6、Mc7、Mc8作为所述跨导放大器输入级的有源负载通过漏极连接至所述NMOS管的Mc9、Mc10、Mc13、Mc14的漏极；

NMOS管的Mc27、Mc28和PMOS管的Mc25，Mc26作为所述跨导放大器输入级的负载电容通过栅极连接至所述NMOS管的Mc10、Mc13和PMOS管Mc4、Mc7的漏极；

NMOS管Mc17、Mc18、Mc21、Mc22和PMOS管的Mc19，Mc20，Mc23，Mc24作为所述跨导放大器的压控电流源输出级通过栅极连接至所述NMOS管的Mc10，Mc13和PMOS管的Mc4，Mc7的漏极，通过漏极连接至所述可变增益放大器的电流加和节点。

前述的跨导放大器的偏置电路采用极小电流源。

当等效输入(input referred)直流分量为Vdc，in时，没有采用直流偏移消除电路的可变增益放大器输出直流分量可以表示成：

V_dc，out1(s)＝A₁(s)·A₂(s)·A₃(s)·V_dc，in   (1)

在加入直流偏移消除电路之后的闭环回路输出直流分量为：

$V_{\mathrm{dc},\mathrm{out}2}\left(s\right)=\frac{A_1\left(s\right)\·A_2\left(s\right)\·A_3\left(s\right)V_{\mathrm{dc},\mathrm{in}}}{1+A_2\left(s\right)\·A_3\left(s\right)\·\mathrm{\β}\left(s\right)}$

(2)

$=\frac{V_{\mathrm{dc},\mathrm{out}1}\left(s\right)}{1+A_2\left(s\right)\·A_3\left(s\right)\·\mathrm{\β}\left(s\right)}$

根据公式(2)可以看出，直流偏移消除电路将输出直流分量按照1+A2(s)A3(s)β(s)的倍数衰减，通常情况下衰减的倍数可以达到40分贝。

直流偏移消除电路通过电阻Rc1和Rc2获取可变增益放大器输出共模电平的偏差。接下来的两个放大器β1(s)和β2(s)用于放大这个偏差。Mc11、Mc12、Mc15和Mc16由极小电流源偏置在饱和区，而Mc9、Mc10、Mc13和Mc14工作在亚阈值区来提供更高的增益。

为了减小直流偏移消除电路对有用信号的衰减，放大器β1(s)和β2(s)需要较大的输出电阻和负载电容将主极点推到足够低的频率。因此除了使用极小电流源偏置以外，还把Mc1到Mc8通过堆叠(stacked)的方式连接进一步增加输出电阻。另一方面使用Mc25到Mc28增加负载电容。

Mc17到Mc24作为压控电流源，通过抽取或者注入(drawing or injecting)的方式调整可变增益放大器的工作点。为了不影响可变增益放大器的共模反馈环路，抽取或者注入的电流必须小到几个微安。如果这两个电流源同时从差分对的输出抽取电流，会在可变增益放大器的共模反馈环路中产生正反馈，在仿真中发现这也导致直流偏移环路错误收敛。为了避免这种情况的发生，压控电流源中的PMOS管Mc17、Mc18、Mc21和Mc22需要比NMOS管Mc19、Mc20、Mc23和Mc24小得多。于此同时，放大器β1(s)和β2(s)的输出工作点也需要偏置在较低的电平。

图6和图7是本发明实施例中可变增益放大器在启动和切换增益时直流偏移消除电路收敛的测试结果。在这两张图中可以看出，直流偏移消除电路在可变增益放大器状态发生变化时，可以很好的跟随并实时完成校正的功能，而且其正确收敛不依赖放大器的初始状态。

Claims (2)

1.一种应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，其中可变增益放大器包含：输入差分对、电流缓冲器和共源输出级；直流偏移消除电路包含：跨导放大器和极小电流源偏置；其特征在于：跨导放大器的输入连接至可变增益放大器的输出端，用于将输出直流偏移电压转化为电流；跨导放大器的输出连接至可变增益放大器前级差分对的输出电流加和节点构成负反馈回路；所述的跨导放大器的输入端是晶体管层叠式连接的源漏极；跨导放大器的输出压控电流源之前用晶体管电容作为负载；

所述跨导放大器含有：由(Mc1)、(Mc2)、(Mc3)、(Mc4)、(Mc5)、(Mc6)、(Mc7)、(Mc8)、(Mc17)、(Mc18)、(Mc21)、(Mc22)、(Mc25)、(Mc26)组成的PMOS管；由(Mc9)、(Mc10)、(Mc11)、(Mc12)、(Mc13)、(Mc14)、(Mc15)、(Mc6)，(Mc19)，(Mc20)，(Mc23)，(Mc24)，(Mc27)，(Mc28)组成的NMOS管；两个电阻(Rc1)，(Rc2)，其中：

所述电阻(Rc1)，(Rc2)连接可变增益放大器的输出至以层叠式结构连接的NMOS管(Mc9)、(Mc10)、(Mc11)、(Mc12)、(Mc13)、(Mc14)、(Mc15)、(Mc6)的源漏极构成所述跨导放大器的输入级；

所述PMOS管的(Mc1)、(Mc2)、(Mc3)、(Mc4)、(Mc5)、(Mc6)、(Mc7)、(Mc8)作为所述跨导放大器输入级的有源负载通过漏极连接至NMOS管的(Mc9)、(Mc10)、(Mc13)、(Mc14)的漏极；

所述NMOS管的(Mc27)、(Mc28)和PMOS管的(Mc25)，(Mc26)作为所述跨导放大器输入级的负载电容通过栅极连接至所述NMOS管的(Mc10)、(Mc13)和PMOS管(Mc4)、(Mc7)的漏极；

所述NMOS管(Mc17)、(Mc18)、(Mc21)、(Mc22)和PMOS管的(Mc19)，(Mc20)，(Mc23)，(Mc24)作为所述跨导放大器的压控电流源输出级通过栅极连接至所述NMOS管的(Mc10)，(Mc13)和PMOS管的(Mc4)，(Mc7)的漏极，通过漏极连接至所述可变增益放大器的电流加和节点。

2.如权利要求1所述的应用于低频可变增益放大器的直流偏移消除电路，其特征在于：所述的跨导放大器的偏置电路采用极小电流源。

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