CN102170243B - 一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明具体涉及一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，将三相换流链中任意两相的平均直流电压与所有链节的直流电压平均值相比较得到两相换流链的平均直流电压偏差，经比例积分调节器得到对应相换流链的有功功率偏差；有功功率偏差结合交流侧***电压有效值经负序电流指令运算环节，得到三相换流链的负序电流分量指令；经派克变换环节将三相负序电流分量指令变换为负序电流指令的dq轴分量；然后通过负序电流解耦控制环节得到负序调制波电压的dq轴分量，随后进行派克反变换得到三相负序调制波电压参考值，控制变流器输出构成闭环控制。该方法有效地解决了换流链平均直流电压不平衡的问题，具有控制性能优良、适用范围广的优点。

Description

一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法

技术领域

本发明属于电力电子装置控制技术领域，具体涉及一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，可应用于对链式换流器的直流电压的控制。

背景技术

链式换流器在工程中应用广泛，其由多个单相换流链构成，每个单相换流链由至少一个单相模块(即图1中的级联模组1......n)构成，每个单相模组包括至少一个链节，链节与链节之间可通过串联或并联相连接，每个链节包括H桥型电压源换流器。

链式换流器具有诸多优点，可以实现独立分相控制，有利于解决***的相间平衡问题。其所有链接的基本单元结构完全相同，可以实现模块化设计，便于扩容和维护，并避免了因开关器件直接串并联使用而产生的问题。链式换流器采用普通变压器接入***，避免了多重化变压器带来的问题，减小了占地面积，降低了装置成本。此外，多电平链式换流器的输出的谐波可忽略，不需要滤波器。

然而，链式结构引发的问题是直流侧电容电压波动剧烈及直流电容电压不平衡，协调控制难度较大。直流电压平衡控制通常从能量角度着手，控制换流链间及链节之间的能量平衡，而调节电容并联损耗及变直流电压控制方法瞬态响应较慢，调节范围受限且损耗较大。针对链式换流器的直流电压平衡问题，工程中通常采用三级直流电压控制，第一级为全局平均直流电压控制，解决装置整体直流侧电压的稳定问题；第二级控制为换流链平均直流电压控制，实现相间直流侧电压平衡；第三级控制为链节直流电压控制，实现链节平衡。上述直流电压平衡控制方法可以通过PI调节器构成id和iq的电流闭环，使其在d轴和q轴方向上保持恒定，通过控制链式换流器交换的有功和无功功率达到平衡电容电压目的。但实现三级直流控制时若控制量或反馈量选择不当将导致控制的速度和精度无法满足实际要求。其中第二级换流链平均直流电压控制决定换流器能否实现三相平衡，并影响第三级控制的效果和速度。采用无功电流反馈量进行三相平衡控制，控制原理不明确，控制效果不明显。所述内容提出基于负序电流的换流链平均直流电压控制策略，具有控制目标明确，响应速度快，控制效果良好等优点。

发明内容

为了克服现有技术的上述缺陷，本发明的提出一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，该控制方法通过调节任意两相的功率偏差达到补偿各相换流链平均直流电压不平衡的目的。

本发明的基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法是通过下述技术方案实现的：

一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，其特征在于：该控制方法是将三相换流链中任意两相换流链的平均直流电压与所有链节的直流电压平均值相比较得到两相换流链的平均直流电压偏差，经过比例积分调节器，将两相换流链的平均直流电压偏差得到对应相换流链的有功功率偏差；有功功率偏差结合测量所得的交流侧***电压有效值经过负序电流指令运算环节，得到三相换流链的负序电流分量指令；经过派克变换环节，将三相负序电流分量指令变换为负序电流指令的dq轴分量；然后通过负序电流解耦控制环节，得到负序调制波电压的dq轴分量，随后进行派克反变换得到三相负序调制波电压参考值，控制变流器输出构成闭环控制。

本发明的控制方法具有以下优点：

1)根据任意两相直流电压平均值偏差调节负序电流，即可保证三相功率满足要求；

2)采用该种控制方法的链式STATCOM控制原理简单明确，控制性能优良；

3)所述控制方法适用于采用链式H桥换流器的其他FACTS装置，适用范围宽广；

4)所述控制方法有效地解决了换流链平均直流电压不平衡的问题，具有很强的工程实用价值。

附图说明

图1是级联H桥链式STATCOM主电路拓扑结构图；

图2是本发明的链式换流器平均直流电压控制框图；

图3是链式换流器负序电流指令运算的实现框图；

图4是abc-dq派克变换示意图；

图5是链式换流器负序电流解耦控制的实现框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的控制方法作进一步详细的说明。

所述内容中的***电压，链接直流电压，换流器输出电流均由测量环节获得。在电气量信号用于实现控制目标时，已进行滤波处理和归算。

为了更清楚的阐述本发明的基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法的工作原理，现以级联H桥型STATCOM换流器***为例进行分析说明，该STATCOM结构如附图1所示。每相由N个具有独立直流电容的级联型单相逆变器串联而成，三相换流链采用星型接法，变流器中性点n接地与否不对本发明的控制方法造成影响。

附图2为本发明的基于负序电流的链式换流器平均直流电压控制方法整体示意图。本发明基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法是：将三相换流链中A、B两相换流链的平均直流电压V_{dc_ave_a}、V_{dc_ave_b}与所有链节的直流电压平均值V_{dc_ave}相减得到的偏差量，通过比例-积分调节器，可得到A、B两相换流链的有功功率偏差有功功率偏差 与交流侧***电压有效值U_RMS经过负序电流指令运算环节，得到ABC三相换流链的负序电流指令将三相负序电流指令进行派克变换转化为三相负序电流指令的dq轴分量随后通过负序电流解耦控制环节得到负序调制波电压的dq轴分量负序调制波电压的dq轴分量经过派克反变换得到三相负序调制波电压参考值 控制换流器输出以实现闭环控制。图中，i_nd、i_nq、e_nd、e_nq分别为变流器输出电流和交流***电压经过派克反变换后的dq分量值，分别为负序调制波电压在dq坐标系下的值，分别为负序调制波电压在αβ静止坐标系下的值。

图3给出了图2中负序电流指令运算环节的实现框图，图3(a)为***电压为正弦表达式时负序电流指令运算框图，图3(b)为***电压为余弦表达式时负序电流指令运算框图，负序电流指令运算可以根据需要按照正弦表达式或预先表达式进行，具体实现方法如下：

根据附图1，设定H桥型STATCOM换流器所在***的电压U_sA、U_sB、U_sC为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sA}}=\sqrt{2}{U}_{\mathrm{RMS}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ U_{\mathrm{sB}}=\sqrt{2}{U}_{\mathrm{RMS}}\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ U_{\mathrm{sC}}=\sqrt{2}{U}_{\mathrm{RMS}}\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---(1-1)$

其中ω为基波角频率，t为时间，U_RMS为交流侧***电压有效值。假设中性点电压u_n＝0，不考虑零序电压的影响，流入装置的电流由正序电流和负序电流构成，假设流入装置(即本例中的H桥型STATCOM换流器)的电流i_A、i_B、i_C为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_A=\sqrt{2}{I}_p\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_p)+\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n)\\ i_B=\sqrt{2}{I}_p\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_p-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_C=\sqrt{2}{I}_p\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_p+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---(1-2)$

式中，I_p、I_n分别为电流正序分量和负序分量的有效值，φ_p为正序电流功率因数角，φ_n为负序电流功率因数角。输入装置的有功功率为：

$P_A=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{U}_{\mathrm{sA}}\·i_A\mathrm{dt}---(1-3)$

输入装置的无功功率为：

$Q_A=\frac{1}{T}{\∫}_0^T(U_{\mathrm{sA}}-U_n)i_A{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\mathrm{dt}---(1-4)$

将式(1-1)与式(1-2)代入式(1-3)并同理得到A、B、C三相换流链的有功功率P_A、P_B、P_C为：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_A=U_{\mathrm{RMS}}(I_p\cos \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\cos \left({\mathrm{\φ}}_n\right))\\ P_B=U_{\mathrm{RMS}}(I_p\cos \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\cos ({\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\\ P_C=U_{\mathrm{RMS}}(I_p\cos \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\cos ({\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\end{array}\right.---(1-5)$

由式(1-5)可以看出，通过调节负序电流的大小和相位可以改变三相之间的功率分配。

将式(1-1)与式(1-2)代入式(1-4)并同理得到A、B、C三相换流链的无功功率Q_A、Q_B、Q_C为：

$\left\{\begin{array}{c}{Q}_A=U(I_p\sin \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\sin \left({\mathrm{\φ}}_n\right))\\ Q_B=U(I_p\sin \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\sin ({\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\\ Q_C=U(I_p\sin \left({\mathrm{\φ}}_p\right)+I_n\sin ({\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3}))\end{array}\right.---(1-6)$

假设要维持三相直流电压平衡，三相换流器所需吸收的功率分别为进一步表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_A^{*}=P^{*}-\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}\\ P_B^{*}=P^{*}-\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}\\ P_C^{*}=P^{*}-\mathrm{\Δ}{P}_C^{*}\\ Q^{*}=(Q_A^{*}+Q_B^{*}+Q_C^{*})/3\\ P^{*}=(P_A^{*}+P_B^{*}+P_C^{*})/3\end{array}\right.---(1-7)$

式中，为三相换流链的有功功率偏差，

为了保证输出换流器输入和输出功率平衡，联立式(1-5)～式(1-7)得到：

$\left\{\begin{array}{c}{P}^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_p^{*}\cos \left({\mathrm{\φ}}_p^{*}\right)\\ Q^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_p^{*}\sin \left({\mathrm{\φ}}_p^{*}\right)\end{array}\right.---(1-8)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_n\cos \left({\mathrm{\φ}}_n\right)\\ \mathrm{\Δ}{P}_B^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_n\cos ({\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ {\mathrm{\ΔP}}_C^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_n\cos ({\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---(1-9)$

通过式(1-8)可以确定即通过有功、无功指令P^*、Q^*可以确定正序电流的有效值和相位指令

通过式(1-9)可以得到，只要根据任意两项电压偏差调节负序电流的幅值和相位，就可以保证第三相功率也满足要求，这个过程和正序电流无关，也和第三相功率无关。因此该控制原则为控制负序电流，且只能调节两相，以下以AB两相调节为例。

将式(1-9)中A、B两相功率偏差展开得到：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}=U_{\mathrm{RMS}}{I}_n\cos \left({\mathrm{\φ}}_n\right)\\ {\mathrm{\ΔP}}_B^{*}=\frac{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}{I}_n\sin \left({\mathrm{\φ}}_n\right)}{2}-\frac{U_{\mathrm{RMS}}{I}_n\cos \left({\mathrm{\φ}}_n\right)}{2}\end{array}\right.---(1-10)$

由式(1-10)得到：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_n\cos \left({\mathrm{\φ}}_n\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\\ I_n\sin \left({\mathrm{\φ}}_n\right)=\frac{2\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\end{array}\right.---(1-11)$

因此：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_n\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n)=\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\frac{{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}-\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\frac{2\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\\ I_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n)=\frac{2\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{{\mathrm{\ΔP}}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---(1-12)$

由式(1-2)可知，装置输出电流中负序分量的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_A=\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n)\\ i_B=\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_C=\sqrt{2}{I}_n\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---(1-13)$

将式(1-12)代入式(1-13)中可得到进行换流链平均直流电压控制的三相负序电流指令为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{An}}^{*}=\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Bn}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}-\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Cn}}^{*}=-\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---(1-14)$

同理，当换流器的***电压U_sA、U_sB、U_sC和流入换流器的电流i_A、i_B、i_C均为余弦函数时，经过推导得到有功功率的表达式与正弦函数时相同。采用负序电流控制时同理可得到式(1-12)。电压、电流采用余弦形式时装置输出电流的负序分量表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_A=\sqrt{2}{I}_n\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n)\\ i_B=\sqrt{2}{I}_n\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ i_C=\sqrt{2}{I}_n\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---(1-15)$

将式(1-12)代入式(1-15)得到电压、电流为余弦形式时进行换流链平均直流电压控制的三相负序电流指令：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{An}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Bn}}^{*}=-\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}-\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Cn}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---(1-16)$

因此，根据式(1-14)和式(1-16)得到的负序电流作为输出电流指令，可以控制换流链平均直流电压达到平衡。

将图3所示环节输出的三相负序电流指令通过abc-dq坐标变换转换为dq轴分量，采用经典park变换矩阵，如(1-17)所示，坐标变换示意图如附图4所示。

$P=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right]---(1-17)$

图5给出了图2中负序电流解耦控制环节的实现框图，其所满足的控制规律如下式所示，其中K_p1，K_p2，T_i1，T_i2为相应比例-积分器的系数。

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{nd}}^{*}\\ U_{\mathrm{nq}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{nd}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{\mathrm{nq}}+K_{p1}({i_{\mathrm{nd}}}^{*}-i_{\mathrm{nd}})+\frac{1}{T_{i1}}\∫({i_{\mathrm{nd}}}^{*}-i_{\mathrm{nd}})& \mathrm{dt}\\ e_{\mathrm{nq}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{\mathrm{nd}}+K_{p2}({i_{\mathrm{nq}}}^{*}-i_{\mathrm{nq}})+\frac{1}{T_{i2}}\∫({i_{\mathrm{nq}}}^{*}-i_{\mathrm{nq}})& \mathrm{dt}\end{array}\right]---(1-18)$

将三相负序电流指令的dq轴分量与换流器输出负序电流的dq轴分量i_nd、i_nq相减所得的偏差经过比例积分调节器后，与dq轴电流耦合量ωL_fci_nq、ωL_fci_nd以及***电压的dq轴分量e_nd、e_nq进行如式1-16所述规律的数学运算得到负序调制波电压的dq轴分量进行派克反变换后可得到三相负序调制波电压参考值控制换流器输出实现闭环控制。

此处已经根据特定的示例性实施例对本发明进行了描述。对本领域的技术人员来说在不脱离本发明的范围下进行适当的替换或修改将是显而易见的。示例性的实施例仅仅是例证性的，而不是对本发明的范围的限制，本发明的范围由所附的权利要求定义。

Claims (2)

1.一种基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，其特征在于：该控制方法是将三相换流链中任意两相换流链的平均直流电压与所有链节的直流电压平均值相比较得到两相换流链的平均直流电压偏差，经过比例积分调节器，将两相换流链的平均直流电压偏差得到对应相换流链的有功功率偏差；有功功率偏差结合测量所得的交流侧***电压有效值经过负序电流指令运算环节，得到三相换流链的负序电流分量指令；经过派克变换环节，将三相换流链的负序电流分量指令变换为三相负序电流指令的dq轴分量；然后通过负序电流解耦控制环节，得到负序调制波电压的dq轴分量，随后进行派克反变换得到三相负序调制波电压参考值，控制换流器输出构成闭环控制；

所述负序电流指令运算环节为，将有功功率偏差与交流侧***电压有效值通过数学运算得到三相换流链的负序电流分量指令：

当换流器所在***的电压U_sA、U_sB、U_sC和流入换流器的电流i_A、i_B、i_C均为正弦函数时，所有换流链的负序电流分量指令表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{An}}^{*}=\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Bn}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}-\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Cn}}^{*}=-\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---(1-14)$

当换流器所在***的电压U_sA、U_sB、U_sC和流入换流器的电流i_A、i_B、i_C均为余弦函数时，所有换流链的负序电流分量指令表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{An}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\frac{2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Bn}}^{*}=-\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}-\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ i_{\mathrm{Cn}}^{*}=\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}}{U_{\mathrm{RMS}}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_B^{*}+2\sqrt{2}\mathrm{\Δ}{P}_A^{*}}{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{RMS}}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right.---(1-16)$

式中，为A、B两相换流链的有功功率偏差，U_RMS为交流侧***电压有效值,ω为基波角频率，t为时间；

所述负序电流解耦控制环节为：将三相负序电流指令的dq轴分量与测量所得的换流器输出负序电流的dq轴分量i_nd、i_nq相减所得的偏差经过比例积分调节器后，与dq轴电流耦合量ωL_fci_nq、ωL_fci_nd以及***电压的dq轴分量e_nd、e_nq进行数学运算后得到负序调制波电压的dq轴分量进行派克反变换后可得到三相负序调制波电压参考值 控制换流器输出实现闭环控制。

2.如权利要求1所述的基于负序电流的换流链平均直流电压的控制方法，其特征在于：所述负序电流解耦控制环节中数学运算的控制规律如下式：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{nd}}^{*}\\ U_{\mathrm{nq}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{nd}}-{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{fc}}{i}_{\mathrm{nq}}+K_{p1}({i_{\mathrm{nd}}}^{*}-i_{\mathrm{nd}})+\frac{1}{T_{i1}}\∫({i_{\mathrm{nd}}}^{*}-i_{\mathrm{nd}})\mathrm{dt}\\ e_{\mathrm{nq}}+{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{fc}}{i}_{\mathrm{nd}}+K_{p2}({i_{\mathrm{nq}}}^{*}-i_{\mathrm{nq}})+\frac{1}{T_{i2}}\∫({i_{\mathrm{nq}}}^{*}-i_{\mathrm{nq}})\mathrm{dt}\end{array}\right]---(1-18)$

式中，K_p1、K_p2、T_i1、T_i2为相应比例-积分器的系数。