CN102158107B

CN102158107B - 单级单相大升压比电流型逆变器

Info

Publication number: CN102158107B
Application number: CN 201110056107
Authority: CN
Inventors: 陈道炼; 陈亦文
Original assignee: Fuzhou University
Current assignee: Fuzhou University
Priority date: 2011-03-09
Filing date: 2011-03-09
Publication date: 2013-07-03
Anticipated expiration: 2031-03-09
Also published as: CN102158107A

Abstract

本发明涉及一种单级单相大升压比电流型逆变器，属电力电子技术。该逆变器是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关，所述的输入直流供电电源、储能电感和储能开关构成充磁回路；所述的单相逆变桥是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成。所述逆变器能将不稳定的直流电变换成稳定、优质的单相输出交流电，具有单级功率变换、功率密度高、变换效率高、升压比大、输出波形失真度低、过载和短路时可靠性高、成本低等优点，适用于升压、中小容量单相无源和并网逆变场合；随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，其更加显示出独特的优势。

Description

单级单相大升压比电流型逆变器

技术领域

本发明所涉及的一种单级单相大升压比电流型逆变器，属电力电子技术。

背景技术

逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电的一种静止变流装置，供交流负载使用或与公共电网并网发电。

由于石油、煤和天然气等化石能源（不可再生能源）日益紧张、环境污染严重、全球变暖、核能生产会产生核废料和污染环境等原因，能源和环境已成为21世纪人类所面临的重大问题。太阳能、风能、潮汐能和地热能等可再生能源（绿色能源），具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点, 开发和利用可再生能源越来越受到人们的重视，这对世界各国经济的持续发展具有相当重要的意义。太阳能、风能、氢能、潮汐能、地热能等可再生能源转化的直流电能通常是不稳定的，需要采用逆变器将其变换成交流电能供给负载使用或与公共电网并网发电。在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池、燃料电池、风力机等为主直流电源的逆变场合，逆变器具有广泛的应用前景。

目前在中小容量的逆变场合，通常采用单级单相电压型（Buck型）逆变器电路结构。这类逆变器正常工作时必须满足直流侧电压大于交流侧相电压的峰值，故存在一个明显的缺陷：当直流侧电压（如光伏电池输出能力）降低时，如阴雨天或夜晚，整个发电***将停止运行，***的利用率下降。对此，常采用如下两种方法来解决这—问题：（1）前级加Boost型直流变换器，从而构成两级功率变换的电路结构，增加了电路的复杂性、损耗和成本；（2）输出加单相工频变压器，从而大大增加了***的体积、重量和成本，特别难以适应铜铁原材料价格急剧上涨的今天。

因此，寻求一种具有单级电路结构的单相大升压比电流型（Boost型）逆变器已迫在眉睫。这对于有效克服单级单相电压型（Buck型）逆变器无法直接应用于单相升压逆变场合的缺陷、提高逆变***的过载和短路能力及寿命、降低输入直流侧电磁干扰、拓宽电力电子学逆变技术和可再生能源发电技术理论、推动新能源发电产业的发展、发展节能型与节约型社会均具有重要的意义。

发明内容

本发明目的是要提供一种具有大升压比、单级功率变换、变换效率高、成本低、过载和短路时可靠性高、输出中小容量、应用前景广泛等等优点的单级单相大升压比电流型（Boost型）逆变器。

本发明的技术方案在于：一种单级单相大升压比电流型逆变器，是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关，带中心抽头的储能电感附加有旁路开关；所述的储能电感的充磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和储能开关构成,祛磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和单相逆变桥相电压回路构成，所述的旁路开关与带中心抽头的储能电感构成一个独立的续流回路；所述的单相逆变桥、旁路开关是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；所述的旁路开关仅在︱u_n︱＜U_i期间或输入直流侧电流超过设定值时以高频开关方式工作，并且储能开关停止工作，其中U_i为输入直流供电电源电压，u_n为输出正弦交流电压的瞬时值。

本发明将“由单相逆变桥和单相LC滤波器依序级联构成的传统单级单相电压型（Buck型）逆变器电路结构”构建为“由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成、并且在储能电感的中心抽头与直流供电电源之间连接有储能开关的单级电路结构”，首次提出了单级单相大升压比电流型（Boost型）逆变器新概念与电路结构，即通过提供电感L₁（对应线圈N₁）的储能回路和电感L（对应线圈N₁+N₂）的释能回路，利用储能回路电感L₁（对应线圈N₁）小于释能回路电感L（对应线圈N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比。通过调节储能电感的中心抽头位置（即可调节线圈匝数N₁和N₂的大小）和逆变器的占空比，可实现升压比的调节。

本发明的优点在于：本发明能够将不稳定、低幅值、劣质的直流电变换成稳定、高幅值、优质的单相输出正弦交流电，具有单级功率变换、功率密度高、变换效率高、升压比大、输出波形失真度低、过载和短路时可靠性高、***寿命长、成本低等优点，适用于升压、中小容量单相无源和并网逆变场合，特别适用于光伏发电***全程光能利用和最大功率点跟踪控制；随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题，更加显示出其独特优势。

附图说明

图1.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感位于输入直流母线正端时的电路结构。

图2.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感位于输入直流母线负端时的电路结构。

图3.单级单相大升压比电流型逆变器原理波形。

图4.单级单相大升压比电流型逆变器储能电感在dT_S期间的充磁等效电路。

图5.单级单相大升压比电流型逆变器储能电感在输出电压正半周、(1-d)T_S期间的祛磁等效电路。

图6.单级单相大升压比电流型逆变器储能电感在输出电压负半周、(1-d)T_S期间的祛磁等效电路。

图7.单级单相大升压比电流型逆变器电路拓扑实例一——单相电容滤波式电路原理图。

图8.单级单相大升压比电流型逆变器电路拓扑实例二——单相电容电感滤波式电路原理图。

图9.单级单相大升压比电流型逆变器的输入与输出电压原理波形。

图10.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关时的电路结构

图11.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L₁附加旁路开关时的电路结构

图12.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L₂附加旁路开关时的电路结构

图13.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关、DTs期间等效电路

图14.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关、输出电压正半周(1-D)Ts期间等效电路

图15.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关、输出电压负半周(1-D)Ts期间等效电路

图16.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关的拓扑实例一一—单相电容滤波式电路原理图。

图17.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关的拓扑实例二——单相电容电感滤波式电路原理图。

图18.单级单相大升压比电流型逆变器的非线性PWM控制原理框图。

图19.单级单相大升压比电流型逆变器的非线性PWM控制原理波形。

图20.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n>0和U_i>|u_n|时dT_s期间的续流模态等效电路——S₀、S₁导通，S、S₂、S₃、S₄截止。

图21.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n>0和U_i>|u_n|时(1-d）T_s期间的充磁模态等效电路——S₁、S₄导通，S₀、S、S₂、S₃截止。

图22.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n>0和U_i<|u_n|时dT_s期间的充磁模态等效电路——S、S₁导通，S₀、S₂、S₃、S₄截止。

图23.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n>0和U_i<|u_n|时(1-d）T_s期间的祛磁模态等效电路——S₁、S₄导通，S₀、S、S₂、S₃截止。

图24.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n<0和Ui>|u_n|时dT_s期间的续流模态等效电路——S₀、S₃导通，S、S₁、S₂、S₄截止。

图25.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n<0和Ui>|u_n|时(1-d）T_s期间的充磁模态等效电路——S₂、S₃导通，S₀、S、S₁、S₄截止。

图26.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n<0和U_i<|u_n|时dT_s期间的充磁模态等效电路——S、S₃导通，S₀、S₁、S₂、S₄截止。

图27.单级单相大升压比电流型逆变器在u_n<0和U_i<|u_n|时(1-d）T_s期间的祛磁模态等效电路——S₂、S₃导通，S₀、S、S₁、S₄截止。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步描述。

单级单相大升压比电流型（Boost型）逆变器，是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关，带中心抽头的储能电感附加有旁路开关；所述的储能电感的充磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和储能开关构成,祛磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和单相逆变桥相电压回路构成，所述的旁路开关与带中心抽头的储能电感构成一个独立的续流回路；所述的单相逆变桥、旁路开关是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；所述的旁路开关仅在︱u_n︱＜U_i期间或输入直流侧电流超过设定值时以高频开关方式工作，并且储能开关停止工作，其中U_i为输入直流供电电源电压，u_n为输出正弦交流电压的瞬时值。

单级单相大升压比电流型（Boost型）逆变器电路结构与原理波形，分别如图1、2、3所示。图1、2、3中，U_i为输入直流电压，N（N=N₁+N₂）、N₁、N₂分别为整个储能电感及其中心抽头左侧和右侧部分绕组线圈的匝数，L、L₁、L₂分别为绕组N、N₁、N₂所对应的电感值，M= 为L₁与L₂之间的互感（r为线圈N₁和N₂之间的耦合系数），Z_L为单相输出无源负载阻抗，u_n为单相输出无源负载阻抗的相电压或单相交流电网电压。图1、2所示两种电路结构的工作原理和性能是完全相同的，只是电路连接有细微区别：带中心抽头的储能电感位于输入直流母线正端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与直流供电电源的负端之间；带中心抽头的储能电感位于输入直流母线负端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与直流供电电源的正端之间。两种电路结构中的储能开关是由MOSFET或IGBT、GTR等功率器件构成；单相逆变桥是由多个能承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；单相滤波器为单相电容滤波器或单相电容、电感滤波器；单相输出端可接单相交流无源负载Z_L，也可接单相交流电网u_n；输入直流电源U_i与储能电感L之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器能降低输入直流电流的脉动。当储能开关导通时，输入直流电源U_i对储能电感L₁充磁，单相输出交流负载Z_L或单相交流电网u_n依靠单相滤波器维持供电；当储能开关截止时，储能电感L祛磁并且和输入直流电源U_i共同向单相交流负载或交流电网供电。储能开关将输入直流电压U_i调制成高度按正弦包络线规律变化的高频脉冲直流电流i_L1，单相逆变桥将i_L1逆变成三态调制电流波i_m，经单相滤波后在单相交流负载上获得高质量的单相正弦电压u_n或在单相交流电网上获得高质量的单相正弦电流波i_n。需要补充的是，在储能开关开通和关断瞬间，整个储能电感绕组N的磁势与部分绕组N₁的磁势相等。

以图1所示电路结构为例，单级三相大升压比电流型逆变器在一个高频开关周期内的充磁、输出电压正半周和输出电压负半周祛磁等效电路，如图4、5、6所示。设储能开关和单相逆变桥功率开关的高频开关周期为T_S，则储能开关导通时间T_on在T_S内的占空比d=T_on/T_S。储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次。由图4所示dT_S期间的充磁等效电路可知，

(1)

由图5、6所示（1-d）T_S期间的祛磁等效电路可知，

(2)

由于开关频率远大于输出电压频率，故稳态时可近似认为。由式（1）、（2）可得电压传输比为

(3)

式（1）、（2）（3）中，U_i为输入直流电压，N₁、N₂分别为储能电感L的中心抽头左侧和右侧部分绕组的匝数。所述逆变器的升压比(1+dN₂/N₁)/(1-d)总是大于1，并且大于传统电流型变换器的升压比1/（1-d），其原因是利用储能回路电感L₁（对应绕组N₁）小于释能回路电感L（对应绕组N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比，故称其为单级单相大升压比电流型（Boost型）逆变器。通过调节储能电感的中心抽头位置（即可调节绕组匝数N₁和N₂的大小）和逆变器的占空比，可实现升压比的调节。

本发明所述的逆变器，是利用储能回路电感L₁（对应绕组N₁）小于释能回路电感L（对应绕组N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比的单级电路结构，与单级单相电压型（Buck型）逆变器电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述逆变器具有新颖性和创造性，具有变换效率高（意味着能量损耗小）、功率密度高（意味着体积、重量小）、升压比大（意味着更低的直流电压可变换成更高的交流电压）、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型单相逆变器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

以图1所示电路结构为例，单级单相大升压比电流型逆变器电路拓扑实施例，如图7、8所示。图7为单相电容滤波式电路；图8为单相电容电感滤波式电路。图7、8所示电路中，储能开关选用MOSFET器件，当然也可以选用IGBT、GTR等器件；单相逆变桥选用IGBT器件，当然也可以选用MOSFET、GTR等器件。单相逆变桥中的4个IGBT器件分别顺向串联了1个阻断二极管，从而构成了能承受双向电压应力和单向电流应力的4个两象限功率开关，旨在确保逆变桥工作时避免发生单相交流滤波电容电压的短路现象。随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题。图7所示单相电容滤波式电路，适用于对输出波形质量要求不太高的逆变场合；而图8所示单相电容电感滤波式电路，适用于对输出波形质量要求高的逆变场合。所述逆变器能将一种不稳定的低压直流电（如蓄电池、光伏电池、燃料电池、风力机等）变换成所需的稳定、优质、高压、单相正弦交流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业逆变电源（如通讯逆变器和光伏并网逆变器24VDC/220V50HzAC、48VDC/220V50HzAC）和国防工业逆变电源（如航空静止变流器27VDC/115V400HzAC）等。

单级单相大升压比电流型逆变器的输入、输出电压原理波形，如图9所示。图4、5、6所示等效充磁和祛磁电路中的粗实线表示了相应期间电流流通的路径。从图4、5、6、9可知，在一个工频输出周期内，t₁-t₂、t₃-t₄期间(︱u_n︱＞U_i)的任意一个高频开关周期内均存在储能电感L₁的充磁阶段（DTs期间）和祛磁阶段（(1-D)Ts期间），满足Boost型变换器的基本原理，输送到负载或电网的电流波形i_n质量高；在t₀-t₁、t₂-t₃、t₄-t₅期间(︱u_n︱＜U_i)的任意一个高频开关周期Ts内只存在储能电感L₁和L的充磁而无祛磁，不满足Boost型变换器的基本原理，导致了输送到负载或电网的电流波形i_n畸变严重、输入直流侧电流过大、储能电感易磁饱等问题。如果在t₀-t₁、t₂-t₃、t₄-t₅期间(︱u_n︱＜U_i)或输入直流侧电流超过某一设定值，逆变器只存在(1-D)Ts期间的输送能量阶段（充磁）而不存在DTs期间的L₁充磁阶段，则可有效改善甚至解决其输出波形畸变、输入直流侧电流过大、储能电感易磁饱等问题。其实现方法是：逆变器中的带中心抽头的储能电感附加有能承受双向电压应力和单向电流应力的两象限旁路开关,附加的两象限旁路开关与带中心抽头的储能电感L、L1、L2构成一个独立的续流回路，分别如图10、11、12所示。仅在t₀-t₁、t₂-t₃、t₄-t₅期间(︱u_n︱＜U_i)或输入直流侧电流一定超过某一设定值时，储能开关S停止工作，而旁路开关工作为储能电感提供一个续流路径，但输入电源和储能电感L共同为输出负载提供能量的路径却保持不变。以图10电路结构为例，附加旁路开关的逆变器在DTs、输出电压正半周和负半周(1-D)Ts期间的等效电路，分别如图13、14、15所示。

以图10所示电路结构为例，单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感L附加旁路开关S₀的电路拓扑实施例，如图16、17所示。图16为单相电容滤波式电路，适用于对输出波形质量要求不太高的逆变场合；图17为单相电容电感滤波式电路，适用于对输出波形质量要求高的逆变场合。

单级单相大升压比电流型逆变器采用非线性PWM控制原理，如图18、19所示。该非线性PWM控制策略是通过检测并反馈逆变器的调制电流i_m适时地调节逆变器的占空比以提高输出波形的质量，有效地克服这种逆变器采用传统线性PWM控制策略时输出波形存在畸变的固有缺陷。将逆变器的调制电流反馈信号i_mf经含高频复位开关S_k的积分电路后得到电流平均值信号i_avg，i_avg经绝对值电路I后得到︱i_avg︱，︱i_avg︱与基准正弦信号i_r经绝对值电路II后得到的基准绝对值信号︱i_r︱相比较得到了高频PWM信号i_hf，i_hf和恒频时钟信号i_c分别作为RS触发器的复位端和置位端，RS触发器的输出端

作为积分电路的高频积分复位信号（即复位开关S_k的控制信号），i_r经过零比较后得到极性选通信号i_sy1，输出电压的绝对值信号︱u_n︱与输入电压U_i比较得到极性选通信号i_sy2，i_sy2、分别和

相与得到储能开关S、旁路开关S₀的控制信号，i_sy1、

分别作为释能开关S₁、S₃的控制信号，i_sy1、

分别和Q相与得到释能开关S₄、S₂的控制信号。需要补充说明的是，图18、19所示非线性控制策略虽然是针对图10所示及其图16、17所示具有旁路开关S₀的单级单相大升压比电流型逆变器电路结构与拓扑进行论述的，但该控制策略完全适用于图1、2所示及其图7、8所示无旁路开关S₀的单级单相大升压比电流型逆变器电路结构与拓扑，只要直接将作为S的控制信号即可。

单级单相大升压比电流型逆变器的电路拓扑性质，将导致调制电流i_m在图9所示t₀-t₁、t₂-t₃ 、t₄-t₅期间的值(︱u_N︱＜U_i)大于期望值，调制电流i_m经积分器积分达到基准值的时间将变短，从而在一个开关周期内就可以增大逆变器的占空比d、减小1-d，有效改善了输出电压或电流波形质量。显然，积分电路每个高频开关周期复位一次，高频积分复位信号的频率等于逆变器的高频开关频率。

假设逆变器的占空比为d、高频开关周期T_s，则逆变器电感储能、释能期间分别为dT_s、(1-d)T_s，逆变器调制电流反馈信号i_mf经积分电路后得到的信号i_avg及其绝对值信号︱i_avg︱分别为

（4）

（5）

式（4）、（5）表明，i_avg、︱i_avg︱分别为调制电流反馈信号i_mf及其绝对值信号︱i_avg︱的平均值。由于高频开关周期T_s远小于输出电压周期，输出滤波电容C_f端电压和负载电流i_n在一个T_s内可以看成近似恒定，因而在一个T_s内输出滤波电容C_f中的平均值电流近似为零，根据基尔霍夫电流定律可得在一个T_s内负载电流i_n与逆变器调制电流信号i_m的平均值相等，即

（6）

式（4）、（5）（6）表明，如果逆变器调制电流反馈系数为1，则调制电流信号i_m与其反馈信号i_mf相等，在一个T_s内负载电流i_n等于i_avg。因此，通过控制基准正弦信号i_r就可以有效控制负载电流i_n。当输入电压或负载变化时，通过调节基准信号i_r来改变占空比d，便可实现逆变器的输出电流（输出功率）的稳定与调节，这正是逆变器的一个基本要求。由于调制电流反馈信号i_mf在一个T_s内可以看成近似恒定，则

=

=

=

（7）

由（7）可得，

（8）

式（8）表明，1-d仅与

成正比、不与误差电流成正比，故该控制策略称为非线性脉宽调制控制策略。

以图17所示附加旁路开关S₀的单相电容电感滤波式逆变器拓扑为例，论述这类逆变器在一个低频输出周期内划分成的8种工作模态。每个区间包含多个高频开关周期T_S，每个高频开关周期内逆变器包括两种不同的等效电路：储能电感的一次充磁回路和一次祛磁回路或储能电感的一次续流回路和一次充磁回路。

当输出交流电压u_n>0且输入直流电压U_i>|u_n|时，逆变器在一个高频开关周期T_s中存在dT_s期间的续流模态和(1-d）T_s期间的充磁模态，分别如图20、21所示。图20所示dT_s期间的续流模态，S₀、S₁导通，S、S₂、S₃、S₄截止，L与S₀构成续流回路，电感电流i_L不变，滤波电容C_f、L_f维持负载电流i_n；图21所示(1-d）T_s期间的充磁模态，S₀、S、S₂、S₃截止,S₁、S₄导通，U_i、L、S₁、S₄形成回路，逆变器向负载输送能量，电感电流i_L以速率(U_i–u_n)/L线性上升，储能电感储能。

当输出交流电压u_n>0且输入直流电压U_i<|u_n|时，逆变器在一个高频开关周期T_s中存在dT_s期间的充磁模态和(1-d）T_s期间的祛磁模态，分别如图22、23示。图22示dT_s期间的充磁模态，S、S₁导通，S₀、S₂、S₃、S₄截止，U_i、L₁、S形成回路，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_f、L_f维持负载电流i_n；图23所示(1-d）T_s期间的祛磁模态，S₀、S、S₂、S₃截止,S₁、S₄导通，U_i、L、S₁、S₄形成回路，逆变器向负载输送能量，电感电流i_L以速率(u_n–U_i)/L 线性下降，储能电感释放能量。

当输出交流电压u_n<0且输入直流电压U_i>|u_n|时，逆变器在一个高频开关周期T_s中存在dT_s期间的续流模态和(1-d）T_s期间的充磁模态，分别如图24、25所示。图24所示dT_s期间的续流模态，S₀、S₃导通，S、S₁、S₂、S₄截止，L与S₀构成续流回路，电感电流i_L不变，滤波电容C_f、L_f维持负载电流i_n；图25所示(1-d）T_s期间的充磁模态，S₀、S、S₁、S₄截止,S₂、S₃导通，U_i、L、S₂、S₃形成回路，逆变器向负载输送能量，电感电流i_L以速率(U_i–|u_n|)/L线性上升，储能电感储能。

当输出交流电压u_n<0且输入直流电压U_i<|u_n|时，逆变器在一个高频开关周期T_s中存在dT_s期间的充磁模态和(1-d）T_s期间的祛磁模态，分别如图26、27示。图26示dT_s期间的充磁模态，S、S₃导通，S₀、S₁、S₂、S₄截止，U_i、L₁、S形成回路，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_f、L_f维持负载电流i_n；图27所示(1-d）T_s期间的祛磁模态，S₀、S、S₁、S₄截止,S₂、S₃导通，U_i、L、S₂、S₃形成回路，逆变器向负载输送能量，电感电流i_L以速率(|u_n|–U_i)/L线性下降，储能电感释放能量。

Claims

1.一种单级单相大升压比电流型逆变器，其特征在于：这种逆变器是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关，带中心抽头的储能电感附加有旁路开关；所述的储能电感的充磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和储能开关构成,祛磁回路是由输入直流供电电源、储能电感和单相逆变桥相电压回路构成，所述的旁路开关与带中心抽头的储能电感构成一个独立的续流回路；所述的单相逆变桥、旁路开关是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；所述的旁路开关仅在︱u_n︱＜U_i期间或输入直流侧电流超过设定值时以高频开关方式工作，并且储能开关停止工作，其中U_i为输入直流供电电源电压，u_n为输出正弦交流电压的瞬时值。