CN102158095A - 串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器，其中全桥功率变换器包括具有相同结构和参数的两个模块。第一模块包括并联于其输入端的第一输入滤波电容和并联于其输出端的第一输出滤波电容，第二模块包括并联于其输入端的第二输入滤波电容和并联于其输出端的第二输出滤波电容。移相控制电路输出两个模块的功率开关管共用的相同PWM驱动信号。本发明同时提供了串联输入串联输出的全桥功率变换器的控制方法。本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法的优点是：实现了一种解决高压输入高压输出的功率变换拓扑，适用于高电压输入、高电压输出场合，并且电路的结构简单，降低了控制***的复杂性和整机成本，提高了***的可靠性。

Description

串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及功率变换器及其控制方法，特别涉及一种串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法。

背景技术

进行高压输入如三相交流电380V的直流变换，经过功率因数校正，电压输出往往会达到700-800V。在煤矿井下，电网电压等级存在交流660V或1140V，经过整流后会达到1000V甚者2000V。针对以这些高电压等级作为输入电源的直流-直流功率变换器，如果采取单个移相全桥功率变换器，则功率开关管的耐压值会达到2000V以上。不仅功率开关器件成本高，而且限制了开关频率提高。为了选用耐压值较低的功率开关管来解决高压输入直流变换的问题，目前主要采用三电平直流功率变换器技术方案、功率开关管直接串联技术方案以及功率变换器的输入串联方案这3种方案。第三类方案必须解决串联模块输入电压的均压问题，普遍方法是每个模块有独立的控制器，并给该控制器增加专门的均压控制环，这就增加了控制***的复杂性。

发明内容

本发明的目的是克服上述缺陷，提供一种可以适用于高电压输入、高电压输出场合的功率变换拓扑装置，降低控制***的复杂性和整机成本，提高***可靠性的串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法。

为达到上述目的，本发明提供的一种串联输入串联输出的全桥功率变换器，包括全桥功率变换器及其移相控制电路，所述全桥功率变换器包括具有相同结构和参数的第一模块和第二模块，以及第一模块和第二模块共用的移相控制电路，其中第一模块包括并联于其输入端的第一输入滤波电容和并联于其输出端的第一输出滤波电容，第二模块包括并联于其输入端的第二输入滤波电容和并联于其输出端的第二输出滤波电容，第一模块和第二模块的输入端相互串联，第一模块和第二模块的输出端也相互串联，即输入电压加在相互串联的第一输入滤波电容和第二输入滤波电容上，而输出电压加在相互串联的第一输出滤波电容和第二输出滤波电容上；移相控制电路输出有PWM驱动信号，第一模块和第二模块的功率开关管共用相同的PWM驱动信号。

本发明单相串联输入串联输出的全桥功率变换器，其中所述第一模块和第二模块为带有饱和电感的零电压零电流全桥功率变换器。

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器，其中所述第一模块和第一模块第二模块为零电压零电流开关全桥功率变换器。

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器，其中所述移相控制电路包括取样电路、移相驱动控制电路、放大电路和4个驱动变压器，其中取样电路包括并联接在全桥功率变换器输出端的两个取样电阻，取样信号由两个取样电阻的连接点输出至移相驱动控制电路，移相驱动控制电路输出的4个驱动控制信号分别接至放大电路的4个输入端，放大电路的第一输出端和第二输出端分别接至第一驱动变压器和第二驱动变压器的输入端，放大电路的第三输出端和第四输出端分别接至第三驱动变压器和第四驱动变压器的输入端，第一驱动变压器的输出端和第三驱动变压器的输出端分别接至第一模块功率开关管的控制端，第二驱动变压器的输出端和第四驱动变压器的输出端分别接至第二模块功率开关管的控制端。

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器，其中所述移相驱动控制电路采用型号为UC3875的芯片构成。

为达到上述目的，本发明提供的一种串联输入串联输出的全桥功率变换器的控制方法，其中全桥功率变换器设置具有相同结构和参数的第一模块和第二模块，以及所述第一模块和第二模块共用的移相控制电路，所述移相控制电路设置取样电路、移相驱动控制电路、放大电路和4个驱动变压器，该控制方法包括；

1)将所述第一模块和第二模块的输入端相互串联，所述第一模块和第二模块的输出端也相互串联，所述移相控制电路输出有PWM驱动信号，所述第一模块和第二模块的功率开关管共用该相同的PWM驱动信号；

2)将由全桥功率变换器输出端的两个取样电阻获得的取样信号输出至所述移相驱动控制电路，所述移相驱动控制电路输出4个驱动控制信号分别接至所述放大电路的4个输入端，所述放大电路的第一输出端和第二输出端分别接至第一驱动变压器和第二驱动变压器的输入端，所述放大电路的第三输出端和第四输出端分别接至第三驱动变压器和第四驱动变压器的输入端，所述第一驱动变压器的输出端和第三驱动变压器的输出端分别接至所述第一模块功率开关管的控制端，所述第二驱动变压器的输出端和第四驱动变压器的输出端分别接至所述第二模块功率开关管的控制端。

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器及其控制方法的优点和积极效果在于：由于采用了串联输入串联输出的全桥功率变换器，设置了两个全桥功率变换器共用的一套移相控制电路，该控制电路输出两路完全相同的PWM信号驱动两个全桥功率变换器对应的功率开关管，两路驱动信号电气隔离，从而实现了一种解决高压输入高压输出的功率变换拓扑，适用于高电压输入、高电压输出场合，并且电路的结构简单，降低了控制***的复杂性和整机成本，提高了***的可靠性。

下面将结合实施例参照附图进行详细说明。

附图说明

图1是本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器的方框图；

图2是带有饱和电感的零电压零电流全桥功率变换器的电路结构图；

图3是零电压开关全桥功率变换器的电路结构图；

图4是本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器拓扑结构的等效电路图；

图5是本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器实施例的电路原理图；

图6是移相控制电路的电路原理图；

图7是放大电路的电路原理图；

图8是驱动变压器的电路原理图。

具体实施方式

参照图1，本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器，包括全桥功率变换器及其移相控制电路。全桥功率变换器包括具有相同结构的第一模块和第二模块，按照相同参数设计制造。其中第一模块包括并联于其输入端的第一输入滤波电容C1和并联于其输出端的第一输出滤波电容Co1，第二模块包括并联于其输入端的第二输入滤波电容C2和并联于其输出端的第二输出滤波电容Co2。第一模块和第二模块的输入端相互串联，第一模块和第二模块的输出端也相互串联，即输入电压加在相互串联的第一输入滤波电容C1和第二输入滤波电容C2上，而输出电压加在相互串联的第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2上。移相控制电路输出有PWM驱动信号，第一模块和第二模块的功率开关管共用相同的PWM驱动信号。这种输入串联、输出串联的拓扑结构，采用的移相控制策略如附图4。

在本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器的具体实施例中，全桥功率变换器由两个零电压零电流全桥功率变换器输入端相互串联、输出端也相互串联组成，用一片UC3875控制芯片实现移相控制输出占空比信号分给两个全桥功率变换器模块。

参照图2和图3，全桥功率变换器的基本工作原理采用现有技术，简述如下：当变换器桥臂斜对角两只主功率开关管同时导通时，输入电源将能量传送到输出端，与此同时原边阻断电容Cb由原边电流充电，其上电压Vcb从一个方向向另一个方向线性变化，饱和电感处于饱和状态。在超前臂开关管状态转换过程完成后原边处于续流阶段时，阻断电容上的电压近似保持恒定，极性与原边电流相同，恰好成为一个反向阻断电压源，使得原边电流迅速下降到零。原边电流下降到零后，将试图向反方向变化，但这时饱和电感已退出饱和，呈现出很大的感性，阻止了电流的进一步流动，使电流保持在零。在变换器的整个工作状态中，利用功率开关管的寄生电容和变压器的漏感谐振，从而使功率开关管实现零电压的导通和零电流关断。

尽管两个模块共用占空比信号D，移相控制的全桥功率变换器存在其特有的占空比丢失现象。占空比丢失是因为变换器中存在谐振电感，原边电流在从正(负)向变化到负(正)向时，由于原边电流不足以提供负载电流，负边的整流管均导通，负载处于续流状态，从而副边电压就丢失了这一部分的方波电压，也就是说变压器副边占空比会比变压器原边占空比小。变压器副边的占空比是有效占空比，受变压器原边漏感、输入电压、输出电流、等参数不完全一致的影响，第一模块的有效占空比Deff1和第二模块的有效占空比Deff2并不相同。因此对于两个模块的输入电压Vin1和Vin2和输出电压Uo1和Uo2有如下公式：

U_o1＝V_in1ND_eff1    (1)

U_o2＝V_in2ND_eff2    (2)

其中N为Ns/Np，Ns是变压器副边绕组匝数，Np是变压器原边绕组匝数，两个变压器具有相同的匝比N。两个模块具有相同的输出电流Io。设Ploss1和Ploss2分别为两个模块的损耗功率，该损耗包括开关管、输出整流二极管、变压器、电感等器件的损耗功率，损耗功率和输出功率具有一定的关系，定义为：

P_loss1＝λ_1(Uo1Io)U_o1I_o    (3)

P_loss2＝λ_2(Uo2Io)U_o2I_o    (4)

其中λ_1(Uo1Io)和λ_2(Uo2Io)分别表示为两个模块在对应的输出功率下的损耗系数。为了方便，将λ_1(Uo1Io)表示为λ₁，λ_2(Uo2Io)表示为λ₂。一般功率变换器的损耗功率与输出功率之间并不具有线性特征，所以λ₁和λ₂并不是一个固定的数值，而是随着输出功率变化而变化的系数。参照图5和图6，按照功率相等原则将输出功率及损耗功率等效到变压器原边，并以电流源表示，如果要输入平均电压U_in稳定，且V_in1和V_in2稳定，则电容C1和电容C2的平均电流I_Cl＝I_C2＝O，两个模块串联，两个模块的总输入电流均为I_in，因此有：

I_in＝(1+λ₁)ND_eff1I_o＝(1+λ₂)ND_eff2I_o    (5)

两个模块的输入总功率为输出功率与损耗功率之和，V_in1和V_in2稳定时，两个模块的效率η₁和η₂表示为：

$\frac{{\mathrm{\η}}_1}{{\mathrm{\η}}_2}=\frac{\frac{U_{o1}{I}_o}{U_{o1}{I}_o+{\mathrm{\λ}}_1{U}_{o1}{I}_o}}{\frac{U_{o2}{I}_o}{U_{o2}{I}_o+{\mathrm{\λ}}_2{U}_{o2}\mathrm{Io}}}=\frac{1+{\mathrm{\λ}}_2}{1+{\mathrm{\λ}}_1}---\left(6\right)$

根据文献，如果将图5中电路中饱和电感L_s1和L_s2看作理想饱和电感，考虑到占空比丢士问题，两个全桥功率变换器的有效占空比见表达式(7)，(8)。据此推断该变换器在其他条件一定的情况下，电压输入越高，其对应的有效占空比越大。

$D_{\mathrm{eff}1}=D-\frac{{\mathrm{NL}}_{k1}(I_o-\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{lf}1})}{T_s(V_{\mathrm{in}1}+V_{\mathrm{cbp}1})}---\left(7\right)$

$D_{\mathrm{eff}2}=D-\frac{{\mathrm{NL}}_{k2}(I_o-\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{lf}2})}{T_s(V_{\mathrm{in}2}+V_{\mathrm{cbp}2})}---\left(8\right)$

V_cbpj(j＝1，2)分别为两个模块的隔直电容C_b1和C_b2上的峰值电压，一般设计时，在满载下隔直电容峰值电压V_cbp约为额定输入电压的0.2倍，公式(9)为其表达式。

$V_{\mathrm{cbpj}}=\frac{{\mathrm{NI}}_o{\mathrm{DT}}_s}{2C_{\mathrm{bj}}}---\left(9\right)$

对于两个模块，j分别取1和2。由于两个模块串联并共用一个占空比信号D，且两个模块参数一致，则根据式(9)有：

V_cbp1＝V_cbp2＝V_cbp      (10)

一般设计时，输出电感值较大，电流连续时，可以认为Δ_Ilf1和Δ_Ilf2相对于I_o能够忽略，且两个模块参数相等，L_k1＝L_k2＝L_k，T_s为开关周期。则模块初始工作时，V_in1和V_in2均为U_in/2，据公式(7)、(8)可以判断，两个模块具有相同的有效占空比D_eff。假设此时第一模块的损耗系数小于第二模块的损耗系数，即λ₁＜λ₂，η₁＞η₂。此时有式(11)成立。

(1+λ₁)ND_effI_o＜(1+λ₂)ND_effI_o  (11)

如果总输入平均电压U_in不变，两个模块具有相同的总平均输入电流I_in，电容C₁充电，电容C₂放电。受此影响V_in1会升高，V_in2降低。根据式(7)、(8)可得到D_eff1升高，D_eff2下降。如果存在V_in1升高到U₁而V_in2降低到U₂时满足式(12)、(13)，则电容C₁放电，而电容C₂充电。V_in2升高，V_in1会降低，从而将V_in1稳定在(U_in/2，U₁)区间，V_in2稳定在(U₂，U_in/2)区间，如果U₁和U₂位于±10％U_in/2区间，则在工程上就具有应用价值。

(1+λ₁)ND_eff1I_o＞(1+λ₂)ND_eff2I_o(12)

将式(7)代入(12)并化简得到：

将 $\frac{D_{\mathrm{eff}1}}{D_{\mathrm{eff}2}}>\frac{{\mathrm{\η}}_1}{{\mathrm{\η}}_2}---\left(13\right)$

对式(13)分析可以得到：η₁/η₂越接近于1，式(13)越容易得到满足，从而将V_in2和V_in1限定的区间越小。如果两个模块在任何功率输出下η₁＝η₂，V_in1和V_in2必将维持在U_in/2。为进一步量化分析，把式(7)、(8)代入(13)。有：

$\frac{(D-\frac{{\mathrm{NL}}_k{I}_o}{T_s(V_{\mathrm{in}1}+V_{\mathrm{cbp}})})}{(D-\frac{{\mathrm{NL}}_k{I}_o}{T_s(V_{\mathrm{in}2}+V_{\mathrm{cbp}})})}>\frac{{\mathrm{\η}}_1}{{\mathrm{\η}}_2}---\left(\text{14}\right)$

由于模块有其固有的效率曲线。因此在特定的两个模块情况下，V_in1和V_in2所处的区间和变压器漏感、输出电流、变压器匝比、开关频率、占空比等参数都相关。但是只要所设计的两个模块在一定的输入电压区间具有相同的效率。则公式(14)就能成立。因此，该方案就能将两个全桥功率变换器的输入电压限制在U_in/2。

由上述分析可知，该方案巧妙的利用了全桥功率变换器的占空比损失实现输入电压的均衡。由于输入电压高的模块具有更大的有效占空比，因此当电压低的模块停止向副边传送能量时，输入电压高的模块还要向副边传递能量，引起电容电压下降，当在一定的输入电压范围内，有效占空比和效率之间满足公式(14)，则该方案能将两个模块的输入电压限制在该范围内。从而不需要单独的均压控制。只需在设计模块时考虑将在该区间内设计尽量相同的效率即可。

在本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器的具体实施例中，第一模块和第二模块可为带有饱和电感的零电压零电流全桥功率变换器，如图2所示，输入电压参数为：直流(DC)800V(±20％)，输出电压：DC1000V，额定输出电流10A，对于每个单元模块其参数如下：开关频率26K，变压器原副边匝比Np∶Ns：16∶29，输出滤波电感Lf：500uH，原边阻断电容C_b：6.6uF，原边变压器漏感：1.5uH，原边滤波电容：4100uF输出端滤波电容：300uF。IGBT型号：IKW40N120T2。

其中第一模块的功率开关管Q11和Q12组成超前桥臂，Q13和Q14组成滞后桥臂，第二模块的功率开关管Q21和Q22组成超前桥臂，Q23和Q24组成滞后桥臂，Cb1和Cb2为原边阻断电容，Lk1和Lk2为变压器的原边漏感，Ls1和Ls2为原边的饱和电感。电感Lf1和电容Co1以及电感Lf2和电容Co2分别组成第一模块和第二模块的输出滤波电路。Ro是负载电阻。T1和T2分别为第一模块和第二模块的隔离变压器。DR1-DR4和DR5-DR8组成两个模块的整流桥。其中Q11和Q21，Q12和Q22，Q13和Q23，Q14和Q24的驱动信号完全相同。由同一个移相控制电路输出并经隔离后分成两路驱动信号传至两个全桥功率变换器对应的功率开关管。PWM驱动信号以超前臂为基准对滞后臂驱动信号进行移相。如果此时两个全桥变换器直流输入端电压分别为Vin1和Vin2，则此时对应的输出电压大小受占空比D控制，而占空比D取决于滞后臂驱动信号与超前臂信号的移相角θ。

在本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器的其他实施例中，第一模块和第二模块也可替换为零电压开关全桥功率变换器，如图3所示。

下面说明移相控制电路的工作原理。

本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器的移相控制电路包括取样电路、移相驱动控制电路、放大电路和驱动变压器。

参照图5，取样电路包括并联接在全桥功率变换器输出端的两个取样电阻R10、R20，取样信号Vuo由两个取样电阻R10、R20的连接点输出至移相驱动控制电路。

移相驱动控制电路采用UC3875芯片U1构成。参照图6，图中电阻R4和电阻R5为死区时间控制电阻，通过调节其电阻阻值大小调节超前臂和滞后臂驱动信号的死区时间，防止第一模块或第二模块的超前臂和滞后臂两个开关管的直通。芯片U1的第2、3、4脚分别为其内部集成运算放大器的输出端、反相输入端、同相输入端。电阻R3一端连接同相输入端，另外一端为电压给定输入端。电阻R1、电容C1、电阻R2、电容C2与运算放大器组成比例积分控制。输出端电压经过电阻分压后连接至电阻R1另外一端。这样实现了输出电压的反馈控制，保证输出电压跟踪给定电压信号。

芯片U1的第17、18管脚分别为超前臂上面开关管和下面开关管对应的驱动控制信号，第12、13管脚为滞后臂上面开关管和下面开关管对应的驱动信号。

由于本发明串联输入串联输出的全桥功率变换器涉及到两路全桥，共有8个开关管需要驱动，因此必须进行隔离并放大。

参照图7，放大电路中，V1、V3、V5和V7为NPN型三极管，V2、V4、V6和V8为PNP型三极管。D1-D8为续流二极管。

芯片U1移相控制信号的输出端OUTA接至V1、V2的两个控制极，芯片U1移相控制信号的输出端OUTB接至V3、V4的两个控制极，芯片U1移相控制信号的输出端OUTC接至V5、V6的两个控制极，芯片U1移相控制信号的输出端OUTD接至V7、V8的两个控制极。续流二极管的串联结点为输出端，4个输出信号接至驱动变压器，分别是A、B、C、D。

参照图8，4个驱动变压器分别为T1、T2、T3和T4。隔离输出信号A、B分别接至驱动变压器T1和T2的输入端，隔离输出信号C、D分别接至驱动变压器T3和T4的输入端。

驱动变压器T1和T2分别驱动第一模块或第二模块的超前臂的两个开关管Q11、Q12和Q21、Q22。驱动变压器T3和T4分别驱动第一模块或第二模块的滞后臂的两个开关管Q13、Q14和Q23、Q24。A2+和A2-分别连接全桥电路的开关管Q11的门极和发射极。A1+和A1-分别连接全桥电路的开关管Q21的门极和发射极。B2-和B2+分别连接全桥电路的开关管Q12的门极和发射极。B1-和B1+分别连接全桥电路的开关管Q22的门极和发射极。C2+和C2-分别连接全桥电路的开关管Q13的门极和发射极。C1+和C1-分别连接全桥电路的开关管Q23的门极和发射极。D2-和D2+分别连接全桥电路的开关管Q14的门极和发射极。D1-和D1+分别连接全桥电路的开关管Q24的门极和发射极。

移相控制电路的工作过程是：当芯片U1的18管脚OUTA输出高电平，第17管脚OUTB输出低电平，第13管脚OUTC输出低电平，第12管脚OUTD输出高电平时，V1和V4导通，V5和V8导通，驱动变压器接受驱动信号，且A为高电平，B为低电平，C为低电平，D为高电平，驱动变压器T1、T2的同名端A2+、A1+、B2+和B1+输出高电平，A2-、A1-、B2-和B1-输出低电平，驱动变压器T3、T4的同名端C2+、C1+、D2+和D1+输出低电平，C2-、C1-、D2-和D1-输出高电平。这样Q11和Q21开关管接受驱动信号导通，Q12和Q22驱动信号为负电平，处于截止状态；Q14和Q24开关管接受驱动信号导通，Q13和Q23驱动信号为负电平，处于截止状态。

同理当芯片U1的第18管脚OUTA输出低电平，第17管脚OUTB输出高电平，第13管脚OUTC输出高电平，第12管脚OUTD输出低电平时，V2和V3导通，V6和V7导通，驱动变压器接受驱动信号，且A为低电平，B为高电平，C为高电平，D为低电平，驱动变压器T1、T2的同名端A2+、A1+、B2+和B1+输出低电平，A2-、A1-、B2-和B1-输出高电平，驱动变压器T3、T4的同名端C+、C1+、D+和D1+输出高电平，C2-、C1-、D2-和D1-输出低电平。这样Q12和Q22开关管接受驱动信号导通，Q11和Q21驱动信号为负电平，处于截止状态；Q13和Q23开关管接受驱动信号导通，Q14和Q24驱动信号为负电平，处于截止状态。

这样就实现了将芯片U1的驱动信号经隔离放大后分别输送至对应两个全桥电路的开关管，实现了两个全桥电路共用一个驱动信号，具有相同的占空比。

很难保证两个模块具有完全相同的效率，可通过试验方法进行调整模块的效率。如当采用该方案在工作中，如果存在一个模块的电压较高，而另外一个模块的电压较低。根据上述分析，电压高的模块必然具有更大的效率。这样可以通过在该模块的输出端并联一个电阻，增大该模块损耗，从而降低起效率。当两个模块的电压均衡度调整至所期望的范围内即可。

尽管按照相同参数设计的模块，由于各种参数不可能做到完全一致，效率不会完全相同。但是在一定的输入电压和功率范围内，其效率非常接近，因此需要补偿的平衡电阻功率很小。在设计模块时，如果考虑当模块在输入电压一定范围内具有更为接近的效率和最高的效率，将使该方案在工程上更具优势。

综上所述，该技术方案具有控制简单，可靠性高等优点，能完全满足中大功率高压输入高压输出场合的工程应用需求。

上面所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的构思和范围进行限定，在不脱离本发明设计方案前提下，本领域中普通工程技术人员对本发明的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入本发明的保护范围，本发明请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。

Claims (6)

1.一种串联输入串联输出的全桥功率变换器，包括全桥功率变换器及其移相控制电路，其特征在于：所述全桥功率变换器包括具有相同结构和参数的第一模块和第二模块，以及所述第一模块和第二模块共用的移相控制电路，其中所述第一模块包括并联于其输入端的第一输入滤波电容(C1)和并联于其输出端的第一输出滤波电容(Co1)，所述第二模块包括并联于其输入端的第二输入滤波电容(C2)和并联于其输出端的第二输出滤波电容(Co2)，所述第一模块和第二模块的输入端相互串联，所述第一模块和第二模块的输出端也相互串联，即输入电压加在相互串联的所述第一输入滤波电容(C1)和第二输入滤波电容(C2)上，而输出电压加在相互串联的所述第一输出滤波电容(Co1)和第二输出滤波电容(Co2)上；所述移相控制电路输出有PWM驱动信号，所述第一模块和第二模块的功率开关管共用该相同的PWM驱动信号。

2.根据权利要求1所述的串联输入串联输出的全桥功率变换器，其特征在于：其中所述第一模块和第二模块为带有饱和电感的零电压零电流全桥功率变换器。

3.根据权利要求1所述的串联输入串联输出的全桥功率变换器，其特征在于：其中所述第一模块和第一模块第二模块为零电压开关全桥功率变换器。

4.根据权利要求1或2或3所述的串联输入串联输出的全桥功率变换器，其特征在于：其中所述移相控制电路包括取样电路、移相驱动控制电路、放大电路和4个驱动变压器，其中所述取样电路包括并联接在全桥功率变换器输出端的两个取样电阻(R10、R20)，取样信号(V_Uo)由两个所述取样电阻(R10、R20)的连接点输出至所述移相驱动控制电路，所述移相驱动控制电路输出4个驱动控制信号(OUTA、OUTB、OUTC和OUTD)分别接至所述放大电路的4个输入端，所述放大电路的第一输出端(A)和第二输出端(B)分别接至第一驱动变压器(T1)和第二驱动变压器(T2)的输入端，所述放大电路的第三输出端(C)和第四输出端(D)分别接至第三驱动变压器(T3)和第四驱动变压器(T4)的输入端，所述第一驱动变压器(T1)的输出端(A2+、A2-、B2+、B2-)和第三驱动变压器(T3)的输出端(C2+、C2-、D2+、D2-)分别接至所述第一模块功率开关管的控制端，所述第二驱动变压器(T2)的输出端(A1+、A1-、B1+、B1-)和第四驱动变压器(T4)的输出端(C1+、C1-D1+、D1-)分别接至所述第二模块功率开关管的控制端。

5.根据权利要求4所述的串联输入串联输出的全桥功率变换器，其特征在于：其中所述移相驱动控制电路采用型号为UC3875的芯片构成。

6.一种串联输入串联输出的全桥功率变换器的控制方法，其特征在于：全桥功率变换器设置具有相同结构和参数的第一模块和第二模块，以及所述第一模块和第二模块共用的移相控制电路，所述移相控制电路设置取样电路、移相驱动控制电路、放大电路和4个驱动变压器，该控制方法包括；

1)将所述第一模块和第二模块的输入端相互串联，所述第一模块和第二模块的输出端也相互串联，所述移相控制电路输出有PWM驱动信号，所述第一模块和第二模块的功率开关管共用该相同的PWM驱动信号；

2)将由全桥功率变换器输出端的两个取样电阻获得的取样信号输出至所述移相驱动控制电路，所述移相驱动控制电路输出4个驱动控制信号分别接至所述放大电路的4个输入端，所述放大电路的第一输出端和第二输出端分别接至第一驱动变压器和第二驱动变压器的输入端，所述放大电路的第三输出端和第四输出端分别接至第三驱动变压器和第四驱动变压器的输入端，所述第一驱动变压器的输出端和第三驱动变压器的输出端分别接至所述第一模块功率开关管的控制端，所述第二驱动变压器的输出端和第四驱动变压器的输出端分别接至所述第二模块功率开关管的控制端。

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