CN102141627A - 一种猝发式的导航信号体制与接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种猝发式的导航信号体制与接收方法，涉及空间技术，信号播发载体可以是导航卫星、空间气球或飞艇等；其导航信号来源于：直发式卫星导航***或转发式卫星导航***卫星播发的猝发式卫星导航信标，或间歇的卫星导航信号；用户终端使用高增益的天线，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空，对于高增益天线指向范围内的卫星，具有天线增益所赋予的附加的信号干扰比优势，从而达到抗干扰的效果。本发明利用猝发信号体制和接收方法，有效的回避了传统的空域抗干扰措施中的大面积相控阵天线问题，也便于同时实施时频域抗干扰措施，易于设置在较小和高机动的武器平台上，造价低，可靠性高。

Description

一种猝发式的导航信号体制与接收方法

技术领域

本发明涉及空间技术领域，特别是一种猝发式的导航信号体制与接收方法。

背景技术

卫星导航的广泛应用催生了“导航对抗”概念的产生。随着导航对抗技术的不断升级，各种对付卫星导航接收机的干扰手段层出不穷；从干扰信号体制上分，有脉冲式干扰、诱骗式干扰、宽带噪声压制性干扰、宽带调频压制性干扰、窄带干扰等；从干扰机载体上分，有地面车载干扰机、气球载高空干扰机、飞机载干扰机等。作为对付干扰的手段，各种抗干扰措施也应运而生，从导航接收机的角度看，有通过各种时域滤波的抗干扰技术、通过频域滤波的抗干扰技术、通过天线阵列的空域滤波抗干扰技术等。“干扰”与“抗干扰”是一个永无止境的“矛”与“盾”的关系，从“盾”的角度讲，不断地发展性能更好、代价更低的抗干扰手段是非常有意义的事情。

整个卫星导航***的设计就是基于接收机连续接收卫星导航信号的出发点来设计的，所以现有的卫星导航接收机绝大部分是基于连续跟踪卫星导航信号的思路来设计的，目前从各种文献上我们还没有查到有关利用猝发信号进行导航定位的卫星导航方法的报道。

发明内容

本发明的目的是公开一种猝发式的导航信号体制和基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收方法，利用猝发卫星导航信号进行导航定位，建立一套基于猝发信号的低成本、高动态、抗干扰的卫星导航接收***，增强导航对抗环境下卫星导航***的服务能力。

为达到上述目的，本发明的技术解决方案是：

一种“猝发”式的导航信号体制，其包括：

A)信号播发载体可以是导航卫星、空间气球或飞艇；

B)导航信号来源于：

a)直发式导航卫星本身广播的猝发式导航信标；

b)转发式卫星导航***地面站向卫星上行再通过卫星转发的猝发式卫星导航信标；

c)敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行间歇式干扰时，干扰间歇期间接收机接收到的“片断干净”的卫星导航信号；

d)敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行连续干扰时，接收机通过旋转卫星导航信号天线，当天线对准导航卫星瞬间，接收到的具有较好信干比的猝发卫星导航信号；

C)用户终端：

使用高增益的天线，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空，对于高增益天线指向范围内的卫星，具有天线增益所赋予的附加的信号干扰比优势，从而达到抗干扰的效果；这种抗干扰方式回避了传统的空域抗干扰措施中的大面积相控阵天线问题，也便于同时实施时频域抗干扰措施，易于设置在较小和高机动的武器平台上，造价低，可靠性高。

所述的猝发导航信号体制，其所述猝发式的导航信号，或称为“脉冲”式的，其信号脉冲的持续时间在10毫秒到1秒左右之间；对直发式卫星导航***，这种信号体制为在导航卫星上实现导航信号区域增强提供了另一种可能的途径：卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器仅需在脉冲持续期间增大辐射功率，当猝发信号的占空比较低时，可以大大降低导航信号区域增强的实施难度。

所述的猝发导航信号体制，其所述猝发信号的占空比比较低时，是指占空比为10％左右。

所述的猝发导航信号体制，其采用长度较短、速率较快的导航电文，由于卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器在脉冲持续期间增大辐射功率，提高卫星信号发射功率后，以更快的传输速率发播导航电文。

所述的猝发导航信号体制，其所述卫星导航信号天线，为高增益天线，其增益≥5dBic，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空。

一种所述的导航信号体制中用户终端基于猝发信号卫星的导航定位接收方法，其无论哪种信号来源，从用户终端的角度看，猝发式卫星导航终端接收到的卫星导航信号是“猝发”的；猝发式信号导航接收机只能根据非连续的断续信号测量伪距、多普勒频率，进行导航定位解算；包括步骤：

1)伪距提取方法，首先，从接收到的猝发卫星导航信号中提取扩频码，再采取传统的串行或并行搜索算法，得到码相位和多普勒频率的粗估值；在所得粗估值的基础上，对码相位进行精细细化处理，得到精细的码相位；

2)多普勒频率提取方法，从粗捕的码相位或细化的码相位出发，从猝发的卫星导航信号中剥离扩频码，然后利用经典谱估计或现代谱估计的方法计算导航信号的多普勒频率；

3)导航参数解算方法，用惯导组件IMU观测量与卫星导航伪距、多普勒观测量进行组合，联合解算接收机导航参数：利用惯性导航IMU组件的辅助信息对接收机的位置、速度进行一定程度的约束，同时采用高稳定度频率源在不同时刻接收到的猝发卫星导航信号脉冲之间进行时间保持，采用卡尔曼滤波方法从不同猝发卫星导航信号上得到的伪距和多普勒信息中解算位置、速度和时间信息。

所述的导航定位接收方法，其所述码相位细化处理，是在粗估码相位和多普勒频率的基础上，利用更加精细的搜索步长和相关峰形状曲线拟合的方法精确求解码相位，细化搜索采用Zoom FFT的算法，同时，利用惯性导航辅助给出的位置积分和瞬时速度信息，进一步缩小细化码相位搜索计算量

所述的导航定位接收方法，其所述码相位，在码周期较短的情形下，由于码周期较短，得到的精细化码相位与实际的伪距之间还存在着码周期对应的整数模糊距离，对于GPS和GLONASS民码来说，模糊距离是300公里的整数倍，必须正确求解这种整数倍数，这种整数倍数的求解是以码周期为单位，重建信号的发射时间。

所述的导航定位接收方法，其所述导航参数中速度的测定，应用直接周期图方法估计猝发GPS信号的多普勒频移，计算视距变化率，建立视距变化率方程，进而求得接收机的速度。

所述的导航定位接收方法，其所述导航参数解算方法，由于卫星导航接收机的时钟误差，在时间上是漂动的，因此在各个猝发卫星导航信号脉冲之间进行相对比较精确的时间保持，对晶振频率准确度进行标定，在几秒之内，将各个猝发卫星导航信号脉冲到达时间保持到10个纳秒之内；在卡尔曼滤波中，将接收机本地钟差漂移作为一个待估参数进行解算，以克服单一猝发卫星导航信号中的伪距和多普勒频率观测量不足的影响，以利用多猝发卫星导航信号可靠地求解导航参数。

所述的导航定位接收方法，其所述多普勒频率估计及速度计算流程，包括：

S1、对原始中频采样信号进行频域FFT捕获，用并行码相位搜索捕获的方法粗略捕获信号的码相位和多普勒频移；

S2、捕获到初始的码相位和多普勒频移后，进一步细化多普勒频移；

S3、对初始捕获到的码相位进行细化处理，得到较理想的细化码相位；

S4、利用S3步细化后的码相位重新调整本地码，与原始信号进行模二加运算，剥掉C/A码。对于高动态情况，要根据附加在C/A码上的多普勒频移对本地的码发生器产生的频率重新进行调整；

S5、将剥掉C/A码后得到的中频载波加噪声的信号进行周期图谱估计，得到的谱峰最大值对应的频率即为所估计的载波多普勒频移；

S6、根据多普勒频移与接收机同GPS卫星之间视距变化率方程式，利用最小二乘法解n(n≥4)颗卫星的视距变化率方程式，即得用户速度和用户接收机钟差变化率。

本发明的猝发式卫星导航信号体制，为在导航卫星上实现导航信号区域增强提供了另一种可能的途径。卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器仅需在脉冲持续期间增大辐射功率，当猝发信号的占空比比较低时(如10％左右)，可以大大降低导航信号区域增强的实施难度。在导航卫星上实现导航信号的区域增强，无非采取两类手段。一是通过加大导航卫星发射的导航信号的功率，二是通过加大卫星上导航信号辐射天线口径，将有限的导航信号功率集中在较小的局域地区。通过第一种手段来实现导航信号的区域增强，如果卫星导航信号是连续波信号，意味着卫星上的功率放大有效载荷的功耗急剧增加，并带来卫星上热控的难度；通过第二条途径来实现导航信号区域增强，意味着在卫星上要配置口径很大的天线，为卫星制造带来难度。

本发明的猝发式卫星导航信号在转发式卫星导航***中广播也十分方便，只要将地面控制站对卫星上行的导航信号改为猝发式的，就可以实现卫星对用户的猝发式信号广播。采用猝发式信号的情况下，可以比较方便地将导航信号隐蔽在通讯卫星的正常广播信号中，特别是通过有意降低猝发信号的发射频度(降低占空比)，非常有利于导航战的实施。

对于低造价、体积较小、高机动的武器平台(如中远程武器打击***等)，为了对抗敌方的电磁干扰，我们可以在武器平台上设置高增益的卫星导航天线，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空。这时，每一个卫星导航信标信号总是分时到达的，具有猝发性的特征。同样，敌方的干扰信号也是分时到达的和片断的，并且很可能不与导航信标信号在时间上重叠(除非干扰源与卫星导航卫星处于同一方向)。在这种情况下，对于高增益天线指向范围内的卫星，具有天线增益所赋予的附加的信号干扰比优势，从而达到抗干扰的效果。

本发明还可应用在海面声纳浮标定位、林区等应用场合，由于海浪拍击接收机天线和树枝树叶遮挡等原因，接收到的信号也将是猝发的；在高动态和高机动(如自旋炮弹、自旋导弹、歼击机等应用场合)恶劣动态环境，由于接收机天线往往不是全向的，接收到的导航信号往往也是片断的，也具有猝发性的特征。

附图说明

图1为本发明的一种猝发式的导航信号体制结构示意图；

图2为本发明导航定位接收方法的细化码相位流程图；

图3为本发明导航定位接收方法的信号长度与估计的码相位精度曲线示意图；

图4为本发明方法在GPS CA码条件下初始位置和时间误差的约束边界示意图；

图5为本发明导航定位接收方法求多普勒及速度流程图；

图6不同载噪比、不同信号长度下多普勒频移估值均方差等值线图，其中，等值线单位为Hz；

图7为本发明利用GPS高动态模拟器进行模拟时的接收机速度设置曲线图；

图8为本发明利用GSS7700仿真器模拟信号及采集流程的信号采集流程图；

图9是C/N₀＝43dBHz猝发信号长度分别为10ms和15ms时的速度测量误差示意图。

具体实施方式

本发明的一种猝发式的导航信号体制与接收方法，其猝发信号导航的概念是：

猝发式卫星导航的主要标志是，从用户终端的角度看，猝发式卫星导航终端接收到的卫星导航信号是“猝发”的，也可以说是“脉冲”式的，这是猝发式卫星导航与传统的连续信号卫星导航的标志性区别。

在猝发式卫星导航***中，从接收终端看到的猝发式的卫星导航信号可来源于以下几种情况：

●直发式导航卫星本身广播的猝发式导航信标；

●转发式卫星导航***地面站向卫星上行再通过卫星转发的猝发式卫星导航信标；

●敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行间歇式干扰时，干扰间歇期间接收机接收到的“片断干净”的卫星导航信号；

●敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行连续干扰时，接收机通过旋转高增益卫星导航信号天线，当天线对准导航卫星瞬间，接收到的具有较好信干比的猝发卫星导航信号。

本发明的一种猝发式的导航信号体制与接收方法：

1.***构成与原理

基于猝发信号的卫星导航***在***级的结构上与传统的卫星导航***没有本质区别，也是由导航卫星星座、地面测控、用户接收终端等组成。

1)在空间段，卫星导航星座发射的导航信号具有“猝发”的特征，猝发信号脉冲的持续时间在10毫秒到1秒左右，猝发导航信号的调制与传统卫星导航***信号调制相似，首先对导航电文进行伪码扩频，其次将扩频后的组合码调制在载波上。但猝发导航信号体制可以采用长度较短、速率较快的导航电文，由于卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器可以在脉冲持续期间增大辐射功率，提高卫星信号发射功率，从而可以以更快的传输速率发播导航电文。可以采用长度为300bit，发送时间为12s的基本格式广播，导航电文根据内容构成不同类型的数据块，不同的数据内容广播的时间间隔不同。

2)用户段

基于猝发导航信号的接收***工作原理：

从完成导航任务要求接收机本身必须具备的功能上看，猝发式信号卫星导航接收机与传统的连续信号接收机的主要区别在于：猝发式信号卫星导航接收机立足于片断脉冲式的信号提取伪距、多普勒频率等基本观测量，因此其伪距、多普勒提取算法与传统接收机有本质不同；由于猝发式信号卫星导航接收机在同一时刻也不一定能够同时接收到4个以上的卫星导航信号，导航电文也不能通过连续跟踪信号的方式得到，因此，从伪距和多普勒解算导航参数的算法也与传统的接收机有很大区别。

以下结合一种典型的战场环境，介绍用本发明的一种基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收技术，用于微小型、高机动平台的低造价抗干扰接收机的情况。

总的是，对于造价敏感、体积较小、高机动的武器平台，使用高增益的天线，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空。这时，每一个卫星导航信标信号总是分时到达的，是猝发式的。同样，干扰信号也是分时到达的和间断的，并且不与导航信标信号在时间上重叠(除非干扰源与导航卫星处于同一空间方向)。在这种情况下，对于高增益天线指向范围内的卫星，具有天线增益所赋予的附加的信号干扰比优势，从而达到抗干扰的效果。换一个角度讲，采用这种方式，就将传统的空域抗干扰问题转化为时域抗干扰问题，再有针对性地采用时频域信号处理方法来进一步压制干扰，利用猝发信号解算伪距、多普勒频率等基本观测量，进而完成导航定位计算。

本发明的抗干扰方法回避了传统的空域抗干扰措施中的大面积相控阵天线问题，也便于同时实施时频域抗干扰措施，易于设置在较小和高机动的武器平台上，造价低，可靠性高。

从接收机结构的角度讲，猝发式信号卫星导航接收机的结构可与传统接收机类似。如图1所示，是本发明的一种基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收方法演示***结构图，是一种微小型、高机动平台的低造价时空频抗干扰接收机。图中，天线1具有较高的增益，并具有俯仰和方位二维空域扫描的能力；射频前端2、A/D变换器3沿用传统连续信号接收机的流行设计；惯导辅助4采用微惯导MIMU组件；数字信号处理平台5采用大规模的FPGA和高性能DSP构成，以满足从猝发信号中提取伪距、多普勒频率，进行导航参数解算的需要。

基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机与传统连续信号接收机的不同之处，主要为以下三点：

●在天线1的选择上，由于本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机并不要求在同一时刻至少接收4颗以上导航卫星的导航信号，因此，根据不同的应用需求，天线1可以选择为高增益的，也可以是普通的。这一点与传统的连续信号接收机有所不同；

●本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机，需要有惯性导航组件IMU或导航电文辅助的辅助和具有一定稳定度和准确度要求的晶体振荡器；应用于恶劣战场环境时，由于不能得到连续的卫星导航信号，可能还需要外界输入导航卫星星历等导航电文。值得指出的是，对于传统的接收机，在恶劣战场环境下，也很可能收不到完整的导航电文；

●本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机，立足于片断脉冲式的信号提取伪距、多普勒频率等基本观测量，因此其伪距、多普勒提取算法与传统接收机有本质不同；此外，由于本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机对不同导航卫星的伪距、多普勒频率观测很可能不是同时的，因此，从伪距和多普勒解算导航参数的算法也与传统的接收机有很大区别。

下面，重点说明本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收方法的伪距、多普勒频率提取原理，以及导航参数(位置、速度、时间)解算原理。

可以想象，如果导航卫星发播专门为猝发式卫星导航体制设计的导航信号，导航信号在卫星上的发射时间相对来说可能比较容易地从信号中提取出来。对于接收机接收到的连续导航信号中某一猝发片断的情况，恢复码相位的难度就要大得多。因此，以下针对接收连续卫星导航信号中猝发片断内容的情况进行说明。

(1)伪距提取原理

伪距是导航接收机计算位置、时间信息的基础。从猝发导航信号中得到某一颗导航卫星对应的伪距，最重要的是必须得到以下两个量：一是接收机测量时刻对应的导航卫星扩频码的码相位，二是接收机收到的码相位在卫星上的发射时间。

对于接收机的数字信号处理单元收到的A/D变换器输出的一个猝发片断信号，其中可能包含着某一颗卫星对应的导航信号。不同的卫星导航信号的扩频码序列对应着不同的扩频码周期，比如，GPS的L1 CA码的扩频码周期是1ms，GPS L2C码的扩频码周期分为两种，L2CM码的码周期是20ms，L2CL码的码周期是1.5s；GLONASS民码的码周期是1ms；北斗二号***民码的码周期是2ms；GPS、GLONASS、北斗***的军码码周期都很长。

提取伪距的第一步工作是从接收到的信号中提取扩频码的精细码相位，要达到这一目的，首先可以采取传统的串行或并行搜索算法，得到码相位和多普勒频率的粗估值。在此基础上，对码相位进行精细细化处理，如图2所示，得到精细的码相位。

码相位细化处理的核心思想是在粗估码相位和多普勒频率的基础上利用更加精细的搜索步长和相关峰形状曲线拟合的方法精确求解码相位，细化搜索可以采用Zoom FFT的算法，以加快搜索速度，同时，可利用惯性导航辅助给出的位置积分和瞬时速度信息，进一步缩小细化码相位搜索计算量。具体细节计算为公知技术，这里不再赘述。图3所示，给出了通过蒙特卡罗模拟得到的码相位细化精度对猝发信号有效长度和信噪比的关系，图中预设的真实码相位是CA码0.982个码片，从图3中可看出，利用精化码相位的方法，可以达到较好的码相位估计精度。

在码周期较短的情形下(如GPS、GLONASS、北斗二号***民码等)，由于码周期较短，上面得到的精化码相位与实际的伪距之间还存在着码周期对应的整数模糊距离。对于GPS和GLONASS民码来说，模糊距离是300公里的整数倍，必须正确求解这种整数倍数。换一个角度讲，这种整数倍数的求解就是以码周期为单位，重建信号的发射时间。

对于300公里整数倍的模糊距离来讲，如果粗略已知接收机的位置和接收机当地时间，由于300公里已经是一个不小的数字，则可比较容易地重建信号发射时间。图4所示，给出了我们分析得到的对于GPS民码信号，正确重建信号发射时间所需的接收机初始概略位置和时间的误差边界约束。从图4中可看出，即使对于GPS、GLONASS民码这种码周期较短的情形而言，对接收机位置和时间先验知识的要求也是很宽松的。

对于各种军码信号以及GPS L2民码信号来讲由于扩频码周期很长，因此信号在导航卫星上发射时间的重建，相对于GPS民码和GLONASS民码来说要轻松很多。

(2)多普勒频率提取原理

在连续信号的场合下，通常，对载波频率的多普勒频移的测定是连续跟踪接收到的GPS信号，通过载波跟踪环、码跟踪环，调节本地载波和码发生器的频率，使本地载波、码与输入信号实现同步，从而得到多普勒频移。这种方法从本质上是基于对近似无限长的连续信号而成立的，显然并不适合于猝发信号的应用场合。经分析比较，应用经典谱估计的周期图法对有限长度信号的频率进行估计，其特点是实现简单，实时性强，尤其在信噪比较低时，可以得到较高的分辨率。

多普勒频率是数字信号处理单元计算接收机运动速度的基础，求解多普勒频率的核心，是从粗捕的码相位或细化的码相位出发，从猝发的导航信号中剥离扩频码，然后利用经典谱估计或现代谱估计的方法计算导航信号的多普勒频率。

在仿真试验中，利用经典谱估计方法可以得到较好的多普勒频率估计精度，计算时间也相对较短，图5所示，给出了多普勒频率估计及速度计算的流程。

S1、对原始中频采样信号如式(1)所示：

$y_j=\sqrt{2P_r}d[{\mathrm{\τ}}_j-t_s\left({\mathrm{\τ}}_j\right)]C[{\mathrm{\τ}}_j-t_s\left({\mathrm{\τ}}_j\right)]\sin [({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\ω}}_d){\mathrm{\τ}}_j+{\mathrm{\φ}}_0]+n_j---\left(1\right)$

其中，y_j是第j颗卫星在τ_j采样时刻接收到的中频信号；p_r为接收信号的功率；d(τ)是50Hz的导航电文调制；t_s(τ)是信号传输延迟；C(τ)是1.023MHz C/A码扩频序列；ω_IF是接收到的信号载波中频角频率；ω_d是接收机与卫星间的多普勒频移；φ₀是载波相位初值；n_j是方差为δ_n ²的零均值高斯白噪声；

首先进行频域FFT捕获，用并行码相位搜索捕获的方法粗略捕获信号的码相位和多普勒频移。

S2、捕获到初始的码相位和多普勒频移后，根据短时内n、m两时刻的载波相位差进一步细化多普勒频移(如式2所示)。

$f=\frac{{\mathrm{\θ}}_n\left(k\right)-{\mathrm{\θ}}_m\left(k\right)}{2\mathrm{\π}(n-m)}---\left(2\right)$

S3、对初始捕获到的码相位进行细化处理，得到较理想的细化码相位。

S4、利用细化后的码相位重新调整本地码，与原始信号进行模二加运算，剥掉C/A码。对于高动态情况，要根据附加在C/A码上的多普勒频移对本地的码发生器产生的频率重新进行调整，附加在L1载波上的多普勒频移f_dr与附加在C/A码上的多普勒频移f_dCA比例关系如式3：

$f_{\mathrm{dCA}}=\frac{1}{1540}{f}_{\mathrm{dr}}---\left(3\right)$

S5、将剥掉C/A码后得到的中频载波加噪声的信号(如式4)进行周期图谱估计(如式5)，得到的谱峰最大值对应的频率即为所估计的载波多普勒频移。

$y_i=\sqrt{2p_r}{D}_j[t_j-{\mathrm{\τ}}_j]\cos [({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\ω}}_d)t_j+{\mathrm{\φ}}_0]+n_j---\left(4\right)$

$S_x\left(f\right)=\frac{1}{N}{\left|\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πnf})\right|}^2---\left(5\right)$

S6、多普勒频移与接收机同GPS卫星之间距离(视距LOS)变化率(即径向速度)的关系为：

$f_d=\frac{f_r}{c}{\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}^i---\left(6\right)$

其中，f_r是卫星信号的载波频率。通过式(6)可知，只要测定了载波频率的多普勒频移就可以求得视距变化率即测速的观测值。根据视距变化率方程式(如式7所示)，利用最小二乘法解n(n≥4)颗卫星的视距变化率方程式，即可解算出用户速度和用户接收机钟差变化率

${\stackrel{\·}{\mathrm{\ρ}}}_i=\frac{(x_s^i-x)({\stackrel{\·}{x}}_s^i-\stackrel{\·}{x})+(y_s^i-y)({\stackrel{\·}{y}}_s^i-\stackrel{\·}{y})+(z_s^i-z)({\stackrel{\·}{z}}_s^i-\stackrel{\·}{z})}{\sqrt{{(x_s^i-x)}^2+{(y_s^i-y)}^2+{(z_s^i-z)}^2}}+\mathrm{\Δ}\stackrel{\·}{t}\·C+\mathrm{\Δ}{\stackrel{\·}{R}}_i---\left(7\right)$

其中，

是用户接收机钟差的变化率，

是由第i颗卫星无线电传播延迟误差等引起的延迟变化率，因为测距过程的时间间隔很短，这一项可以忽略不计。

仿真实验

为了客观地分析以上方法的测速性能，设计了两组仿真试验：

第一组，为了验证分析不同信噪比、不同瞬时信号长度下利用周期图法估计多普勒频移及测速的精度，用Matlab仿真模拟了一段静态中频信号，对于这组信号，确切知道其真实的码相位和多普勒频移，便于与测量估计值进行比较分析。

信号的采样率为5×10⁶Hz，中频为1.25MHz，分别模拟了C/N₀值从35dBHz到49dBHz时的中频采样信号，当细化的码相位精度达到0.01个码片时，分别用截取的10-30ms不同长度的瞬时信号利用上述方法估计多普勒频移。对不同长度不同信噪比的信号分别做1000次的Monte Carlo模拟，得到的多普勒频移与真值的均方差如图6所示：随着载噪比的增加，可以利用更短的猝发卫星导航信号估计出较高精度的多普勒频移。

第二组，利用英国Spirent公司的GSS7700GPS模拟器对高动态情况下的猝发卫星导航信号测速精度进行了仿真实验

A)先在仿真器上设定接收机速度变化曲线，如图7所示；

B)如图8所示，仿真器模拟的原始信号，接入射频前端，射频前端使用一块GPS接收机OEM板，该OEM板的射频前端主要采用Zarlink公司的GP2015专用芯片，它将仿真器模拟的1575.42MHz的GPS L1射频信号通过3次下变频到4.3MHz的模拟中频，然后用5.714MHz的采样频率对其进行采样，同时用2-bit的精度分别对采样信号的符号幅度进行量化，最终得到1.414MHz包含符号和幅度的两路数字化中频信号。数据采集单元采用的是DSP处理***，具体芯片型号是TI公司的TMS320C6713(浮点，200Hz主频，1800MIPS)该配置是为了在软件仿真环境下将算法仿真成功后，移植到实时运行的硬件平台。最后利用仿真器通过JTAG测试口，将DSP采集的实时GPS中频信号以数据文件的形式存储到PC机。

C)对5颗卫星连续采集了约40秒的数据。并预存了一段时间的星历。

D)再用多普勒频率求解方法对接收机速度进行测定。

从图9可看出，即使是在高动态的情况下，利用猝发的卫星导航信号也能达到一定的精度，如果信号的信噪比更强一些(这是完全有可能的)，或者有效信号的长度更长一些，测速精度可明显提高。

(3)导航参数解算原理

所谓导航参数是指接收机位置、速度、时间等信息。

由于单独一个猝发信号中可能没有包含足够多导航卫星的信号(4颗)，在一些情况下，利用单一猝发的信号可能不足以独立地解算接收机位置、速度和时间信息。因此，导航参数解算的基本思路和原理是：利用惯性导航IMU组件的辅助信息对接收机的位置速度进行一定程度的约束，同时采用高稳定度频率源在不同时刻接收到的猝发信号脉冲之间进行时间保持，采用卡尔曼滤波的方法从不同猝发信号上得到的伪距和多普勒信息中解算位置、速度和时间信息。

在国内外已有的研究中，惯导组件IMU观测量与卫星导航伪距、多普勒观测量进行组合，联合解算接收机导航参数，已经有很多成熟的结果，完全可以有针对性地进行借用。

由于卫星导航接收机的时钟误差(简称钟差)在时间上是漂动的，因此在各个猝发信号脉冲之间进行相对比较精确的时间保持十分重要。考虑到不同猝发信号脉冲到达接收机的时间间隔一般不会太大，最大一般在秒的量级，因此，采用较好的晶体振荡器，并对晶振频率准确度进行标定，在几秒之内，将各个猝发信号脉冲到达时间保持到10个纳秒之内是完全可能的(10纳秒之内的时钟误差不会对一般精度要求的导航定位结果产生明显的影响)。在卡尔曼滤波中，也可以将接收机本地钟差漂移作为一个待估参数进行解算，完全可以克服单一猝发信号中的伪距和多普勒频率观测量不足的影响，利用多猝发信号可靠地求解导航参数。

本发明的基于猝发信号的抗干扰卫星导航接收机，能够满足高动态的应用场合，对GPS L1频段CA码、GLONASS L1频段民码、北斗二号***L1频段民码的片段信号进行处理，满足1Hz的实时定位频度需求，定位精度30米(1σ)，测速精度优于1～2米/秒(1σ)的水平。

在抗干扰方面，可以基本克服脉冲式干扰的影响；对连续波干扰，在多干扰源情况下，对每个宽带噪声干扰源的抑制能力优于20dB。

Claims (11)

1.一种猝发式的导航信号体制，其特征在于，包括：

A)信号播发载体是导航卫星、空间气球或飞艇；

B)导航信号来源于：

a)直发式导航卫星本身广播的猝发式导航信标；

b)转发式卫星导航***地面站向卫星上行再通过卫星转发的猝发式卫星导航信标；

c)敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行间歇式干扰时，干扰间歇期间接收机接收到的“片断干净”的卫星导航信号；

d)敌方对我方导航卫星发播的连续导航信号进行连续干扰时，接收机通过旋转卫星导航信号天线，当天线对准导航卫星瞬间，接收到的具有较好信干比的猝发卫星导航信号；

C)用户终端：

使用高增益的天线，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空，对于高增益天线指向范围内的卫星，具有天线增益所赋予的附加的信号干扰比优势，从而达到抗干扰的效果；这种抗干扰方式回避了传统的空域抗干扰措施中的大面积相控阵天线问题，也便于同时实施时频域抗干扰措施，易于设置在较小和高机动的武器平台上，造价低、可靠性高。

2.如权利要求1所述的猝发导航信号体制，其特征在于，所述猝发式的导航信号，或称为“脉冲”式的，其信号脉冲的持续时间在10毫秒到1秒左右之间；对直发式卫星导航***，这种信号体制为在导航卫星上实现导航信号区域增强提供了另一种可能的途径：卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器仅需在脉冲持续期间增大辐射功率，当猝发信号的占空比较低时。

3.如权利要求1所述的猝发导航信号体制，其特征在于，所述猝发信号的占空比较低时，是指占空比为10％左右。

4.如权利要求1所述的猝发导航信号体制，其特征在于，采用长度较短、速率较快的导航电文，由于卫星导航信号采用猝发的脉冲形式，卫星上的功率放大器在脉冲持续期间增大辐射功率，提高卫星信号发射功率后，以更快的传输速率发播导航电文。

5.如权利要求1所述的猝发导航信号体制，其特征在于，所述卫星导航信号天线，为高增益天线，其增益≥5dBic，以俯仰和方位二维扫描的方式分时覆盖天空。

6.一种如权利要求1所述的导航信号体制中用户终端基于猝发信号卫星的导航定位接收方法，其特征在于，无论哪种信号来源，从用户终端的角度看，猝发式卫星导航终端接收到的卫星导航信号是“猝发”的；猝发式信号导航接收机只能根据非连续的断续信号测量伪距、多普勒频率，进行导航定位解算；包括步骤：

1)伪距提取方法，首先，从接收到的猝发卫星导航信号中提取扩频码，再采取传统的串行或并行搜索算法，得到码相位和多普勒频率的粗估值；在所得粗估值的基础上，对码相位进行精细细化处理，得到精细的码相位；

2)多普勒频率提取方法，从粗捕的码相位或细化的码相位出发，从猝发的卫星导航信号中剥离扩频码，然后利用经典谱估计或现代谱估计的方法计算导航信号的多普勒频率；

3)导航参数解算方法，用惯导组件IMU观测量与卫星导航伪距、多普勒观测量进行组合，联合解算接收机导航参数：利用惯性导航IMU组件的辅助信息对接收机的位置、速度进行一定程度的约束，同时采用高稳定度频率源在不同时刻接收到的猝发卫星导航信号脉冲之间进行时间保持，采用卡尔曼滤波方法从不同猝发卫星导航信号上得到的伪距和多普勒信息中解算位置、速度和时间信息。

7.如权利要求6所述的导航定位接收方法，其特征在于，所述码相位细化处理，是在粗估码相位和多普勒频率的基础上，利用更加精细的搜索步长和相关峰形状曲线拟合的方法精确求解码相位，细化搜索采用ZoomFFT的算法，同时，利用惯性导航辅助给出的位置积分和瞬时速度信息，进一步缩小细化码相位搜索计算量

8.如权利要求6所述的导航定位接收方法，其特征在于，所述码相位，在码周期较短的情形下，由于码周期较短，得到的精细化码相位与实际的伪距之间还存在着码周期对应的整数模糊距离，对于GPS和GLONASS民码来说，模糊距离是300公里的整数倍，必须正确求解这种整数倍数，这种整数倍数的求解是以码周期为单位，重建信号的发射时间。

9.如权利要求6所述的导航定位接收方法，其特征在于，所述导航参数中速度的测定，应用直接周期图方法估计猝发GPS信号的多普勒频移，计算视距变化率，建立视距变化率方程，进而求得接收机的速度。

10.如权利要求6所述的导航定位接收方法，其特征在于，所述导航参数解算方法，由于卫星导航接收机的时钟误差，在时间上是漂动的，因此在各个猝发卫星导航信号脉冲之间进行相对比较精确的时间保持，对晶振频率准确度进行标定，在几秒之内，将各个猝发卫星导航信号脉冲到达时间保持到10个纳秒之内；在卡尔曼滤波中，将接收机本地钟差漂移作为一个待估参数进行解算，以克服单一猝发卫星导航信号中的伪距和多普勒频率观测量不足的影响，以利用多猝发卫星导航信号可靠地求解导航参数。

11.如权利要求6所述的导航定位接收方法，其特征在于，所述多普勒频率估计及速度计算流程，包括：

S1、对原始中频采样信号进行频域FFT捕获，用并行码相位搜索捕获的方法粗略捕获信号的码相位和多普勒频移；

S2、捕获到初始的码相位和多普勒频移后，进一步细化多普勒频移；

S3、对初始捕获到的码相位进行细化处理，得到较理想的细化码相位；

S4、利用S3步细化后的码相位重新调整本地码，与原始信号进行模二加运算，剥掉C/A码，对于高动态情况，要根据附加在C/A码上的多普勒频移对本地的码发生器产生的频率重新进行调整；

S5、将剥掉C/A码后得到的中频载波加噪声的信号进行周期图谱估计，得到的谱峰最大值对应的频率即为所估计的载波多普勒频移；

S6、根据多普勒频移与接收机同GPS卫星之间视距变化率方程式，利用最小二乘法解n(n≥4)颗卫星的视距变化率方程式，即得用户速度和用户接收机钟差变化率。

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