CN102137048A - 一种频偏估计的方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频偏估计的方法及***，应用于长期演进行***，包括：基站对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；并根据此子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值，根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定此子帧相邻导频的频偏值。为了克服现有LTE***中由于终端高速移动引起的频偏相位超过[-π，π]时，基站误判相位极性的缺点，本发明提出一种利用循环前缀或单个DMRS序列粗略估计频偏，再利用DMRS序列精确估计频偏的方法，避免了单独使用循环前缀和单列DMRS估计时，由于符号间干扰或序列太短造成的估计准确度不高的问题，又解决了现有的极性判断错误的问题，提高了频偏估计的精度和范围。

Description

一种频偏估计的方法及***

技术领域

本文涉及无线通信***，尤其涉及长期演进(Long Term Evolution，简称LTE)***中的频偏估计方法。

背景技术

随着交通技术的飞速发展，列车时速提升至200～250千米每小时，磁悬浮列车最高时速可以达到430千米每小时。交通***的高速化为移动通信高速场景的覆盖技术提出了挑战。因此，高速铁路的覆盖技术已成为移动话音和数据业务的新热点。第三代合作伙伴计划(3rd Generation PartnershipProject，简称3GPP)协议明确要求LTE***可以支持移动终端最高500千米每小时的移动速率。

高速铁路运行中，由移动产生的多普勒频移会使移动终端对数据的接收产生相位偏转，并且频偏越大，相位偏转越严重，对***的相干解调性能的影响就越明显，即车速越高多普勒频移对解调性能的影响越严重。

为了减少频率偏移对信号解调性能的影响，终端通常采用自动频率控制(Automatic Frequency Control，简称AFC)技术进行载波频率跟踪，而基站侧采用固定频点的载波频率进行信号接收。这种方法虽然减少了高速铁路沿线的终端对频偏的敏感度，但使得基站侧多普勒频偏最高可达实际频偏的两倍，对基站抗频偏的性能提出了更高的要求。

为了保证数据的解调性能，解调时需要对接收数据进行频率校正后再执行判决，即信号接收端需要对接收的信号进行频偏估计(Frequency OffsetEstimation，简称FOE)和频偏校准(Frequency Offset Calibration，简称FOC)的操作。

假设基站两个相邻导频的接收信号分别为

因此两个时隙相邻导频的相位偏转为Δθ′＝θ₂-θ₁。当终端移动速率很高，或者噪声影响较大时，Δθ′会超出[-π，π]的范围。由于基站观测的相位差是在[-π，π]内的，超出这一范围的相位差会发生极性判断错误。譬如LTE***内一个子帧内的相邻解调参考符号(Demodulation Reference Symbol，简称DMRS)相隔0.5×10^-3s，那么相邻DMRS相位差范围是：[-Δf×0.5×10^-3×2π，Δf×0.5×10^-3×2π]。当列车移动速度达到350km/h(即97.2m/s)的速度时，基站接收的最大频偏Δf是： $\frac{v}{\mathrm{\λ}}*2=\frac{v}{c/f_c}*2=\frac{97.2}{(3*{10}^8)/(2*{10}^9)}*2=1310\mathrm{Hz},$ 其中v是移动速度，c是光速，f_c是载波频率，λ是载波波长。那么无噪声时同一子帧内相邻时隙的解调参考符号的相位差范围是[-1.31π，1.31π]，有噪声时，相位差范围会更大。如图1所示，当实际相位差是-1.31π时，从接收信号无法区分相位差是-1.31π还是0.69π，一般根据[-π，π]的范围而判断为0.69π，因此造成了相位差判断错误。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种频偏估计的方法及***，提高频偏估计的精度和范围。

为了解决上述问题，本发明提供了一种频偏估计的方法，应用于长期演进行***，包括：基站对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；并根据此子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值，根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定此子帧相邻导频的频偏值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点：

计算预估计频偏值对应的预估计相位差值，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点：

得到所述参考相位差值的方法包括：对所述子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数，计算此复数的相位即为相邻导频间的参考相位差值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点：

得到预估计频偏值的方法为以下方法中的一种：方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值；方法二，根据所述子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值。

进一步地，上述方法还可以具有以下特点：

得到预估计频偏值的方法是：根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值。

为了解决上述问题，本发明还提供了一种频偏估计的***，包括基站，此基站包括频偏估计模块；所述频偏估计模块包括频偏预估计单元、参考相位差估计单元，与所述频偏预估计单元和所述参考相位差估计单元均相连的频偏确定单元；所述频偏预估计单元，用于对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；参考相位差估计单元，用于根据所述子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值；所述频偏确定单元，用于根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定所述子帧相邻导频的频偏值。

进一步地，上述***还可以具有以下特点：

所述频偏确定单元，还用于计算所述预估计频偏值对应的预估计相位差值，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。

进一步地，上述***还可以具有以下特点：

参考相位差估计单元，还用于根据下述方法计算得到所述参考相位差值：对所述子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数，计算此复数的相位即为相邻导频间的参考相位差值。

进一步地，上述***还可以具有以下特点：

所述频偏预估计单元，还用于根据以下方法中的一种得到预估计频偏值：方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值；方法二，根据所述子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值。

进一步地，上述***还可以具有以下特点：

所述频偏预估计单元，还用于根据以下方法得到预估计频偏值：根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值。

为了克服现有LTE***中由于终端高速移动引起的频偏相位超过[-π，π]时，基站误判相位极性的缺点。本发明提出一种利用循环前缀或单个DMRS序列粗略估计频偏，再利用DMRS序列精确估计频偏的方法，避免了单独使用循环前缀和单列DMRS估计时，由于符号间干扰或序列太短造成的估计准确度不高的问题，又解决了现有的极性判断错误的问题，提高了频偏估计的精度和范围。

附图说明

图1是现有技术中相位差估计示例中的相位差示意图。

图2是实施例中频偏估计的***中频偏估计模块的结构图；

图3是实施例中频偏估计的方法流程图。

具体实施方式

频偏估计的***包括基站，此基站包括频偏估计模块，如图2所示，频偏估计模块包括频偏预估计单元、参考相位差估计单元，与频偏预估计单元和参考相位差估计单元均相连的频偏确定单元；

所述频偏预估计单元，用于对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；还用于根据以下方法中的一种得到预估计频偏值：

方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值；

方法二，根据所述子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值；

方法三，根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值。

参考相位差估计单元，用于根据所述子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值Δθ_RS′；具体的根据下述方法计算得到所述参考相位差值：对所述子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数，计算此复数的相位即为相邻导频间的参考相位差值。

所述频偏确定单元，用于根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值Δθ_RS′确定所述子帧相邻导频的频偏值。具体的，计算所述预估计频偏值对应的预估计相位差值，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。

如图3所示，频偏估计方法包括：

步骤301，对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值Δf_r；可采用以下方法中的一种：

方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值Δf_r。

具体的，取出子帧中单载波频分多址(SC-FDMA)符号内的循环前缀，假设一个子帧内共有N个符号，第n个符号的循环前缀的抽样值序列为

第n个符号的最后L个抽样值是根据下式进行共轭相乘求和操作得到e_n，计算e_n的相位Δθ_n，再转化为频偏值Δf_r。

$e_n=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left(d_n\right)}^{*}\·d_n^{\′},$ 其中L是循环前缀的长度。

对应的频偏估计为：

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{cp}}=\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_n}{N\·2\·\mathrm{\π}\·t_{\mathrm{sym}}},$ 其中t_sym是一个SC-FDMA符号的时域长度。

方法二，根据子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值Δf_r。利用接收的单个DMRS序列得到频域信道估计

再将变换到时域得到

计算

序列内的相位偏移并转化为频偏值。

具体的，假设接收第j个时隙的DMRS信号为P_j，k，参考信号为r_j，k，k是子载波的索引，得到第j个时隙DMRS的信道估计为h_j，k，。

S_j，k＝P_j，k×(h_j，k×r_j，k)^*j＝1，2，k＝1，2，…，K；

将序列S变换到时域，得到序列

对序列

的前一部分(g₁，g₂，…g_K/2)和后一部分(g_K/2+1，g_K/2+2，…g_K)分别求和：

$C_1=\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{g}_k,$ $C_2=\underset{k=K/2+1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{g}_k$

分别求出C₁和C₂的相位：

计算频偏 $\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{RS}}=\frac{2\·(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{c_3}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{c_1})}{2\mathrm{\π}\·T_s},$ T_s为一个OFDM符号周期，即T_s＝2048/(30.72×10⁶)。

方法三：

根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值Δf_r。

例如频偏值为Δf_r＝(1-α)Δf_cp+αΔf_RS，其中α是加权因子，α是大于0且小于1的实数。

步骤302；计算预估计频偏值Δf_r对应的预估计相位差值Δθ_r＝2*π*Δf_r*t；其中t是子帧中相邻两列DMRS序列的间隔，在LTE***内一个子帧内的相邻DMRS序列相隔t为0.5×10^-3s。

步骤303，根据此子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值Δθ_RS′。

具体的，对此子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数s，计算此复数的相位Δθ(Δθ∈[-π，π])即为相邻导频间的参考相位差值。

具体的，设上行相邻DMRS序列是P_1，k和P_2，k，其中k是子载波序号，首先将P_1，k和P_2，k共轭相乘并求和，得到 $s=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left(P_{1,k}\right)}^{*}{P}_{2,k},$ 其中K为子载波数，再计算s的相位差Δθ。譬如LTE中，当列车速度达到350km/h，且向远离基站方向行驶时，此处计算出的Δθ＝0.69π。

步骤304，根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定此子帧相邻导频的频偏值。

具体的，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。令Δθ_k′＝Δθ+2kπ＝0.69π+2kπ，其中k是整数。在Δθ_k′中找到与Δθ_r相差最小的相位值，记为Δθ′，在本例中Δθ′＝-1.31π。

根据此子帧相邻导频的相位差值得到相应的此子帧相邻导频的频偏值Δf＝Δθ′/2*π*t，其中t是相邻两列DMRS序列的间隔，在LTE***内一个子帧内的相邻DMRS序列相隔0.5×10^-3s。

与现有的频偏估计方法相比，本方法综合利用了循环前缀和DMRS序列进行频偏估计，将循环前缀的频偏估计结果用于判断粗略的范围，将多个DMRS序列做的频偏估计用于在粗略范围内的细估计，分两个步骤对频偏进行估计，最终提高频偏估计的精度和范围。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种频偏估计的方法，应用于长期演进行***，其特征在于，

基站对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；并根据此子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值，根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定此子帧相邻导频的频偏值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

计算预估计频偏值对应的预估计相位差值，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，

得到所述参考相位差值的方法包括：

对所述子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数，计算此复数的相位即为相邻导频间的参考相位差值。

4.如权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，

得到预估计频偏值的方法为以下方法中的一种：

方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值；

方法二，根据所述子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，

得到预估计频偏值的方法是：根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值。

6.一种频偏估计的***，包括基站，此基站包括频偏估计模块，其特征在于，

所述频偏估计模块包括频偏预估计单元、参考相位差估计单元，与所述频偏预估计单元和所述参考相位差估计单元均相连的频偏确定单元；

所述频偏预估计单元，用于对收到的上行信号中一子帧进行频偏估计得到预估计频偏值；

参考相位差估计单元，用于根据所述子帧中多列解调参考符号计算得到参考相位差值；

所述频偏确定单元，用于根据所述预估计频偏值和所述参考相位差值确定所述子帧相邻导频的频偏值。

7.如权利要求6所述的***，其特征在于，

所述频偏确定单元，还用于计算所述预估计频偏值对应的预估计相位差值，从所述参考相位差值相隔2π整数倍的各相位值中找到一个与所述预估计相位差值最接近的相位值，作为此子帧相邻导频的相位差值，并得到对应的频偏值。

8.如权利要求7所述的***，其特征在于，

参考相位差估计单元，还用于根据下述方法计算得到所述参考相位差值：对所述子帧内的相邻两列解调参考符号序列进行共轭相乘并求和后得到一复数，计算此复数的相位即为相邻导频间的参考相位差值。

9.如权利要求6、7或8所述的***，其特征在于，

所述频偏预估计单元，还用于根据以下方法中的一种得到预估计频偏值：

方法一，根据所述子帧中单载波频分多址符号的循环前缀估计得到频偏Δf_cp作为所述预估计频偏值；

方法二，根据所述子帧中一个时隙的解调参考符号估计得到频偏Δf_RS作为所述预估计频偏值。

10.如权利要求9所述的***，其特征在于，

所述频偏预估计单元，还用于根据以下方法得到预估计频偏值：根据上述方法一得到频偏Δf_cp，根据上述方法二得到频偏Δf_cp，将所述频偏Δf_cp和频偏Δf_RS的加权值作为所述预估计频偏值。

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