CN102123128A

CN102123128A - 一种基于循环结构的盲定时同步方法

Info

Publication number: CN102123128A
Application number: CN2011100583849A
Authority: CN
Inventors: 盛彬; 王向阳; 尤肖虎
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2011-03-11
Filing date: 2011-03-11
Publication date: 2011-07-13
Anticipated expiration: 2031-03-11
Also published as: CN102123128B

Abstract

本发明公开了一种基于循环结构的盲定时同步方法，首先分别以接收信号的第i个到第i+G个采样点为起点，进行N点的DFT变换；在相位补偿后，进行IDFT反变换，得到G+1个时域序列；然后，计算相邻时域序列的差值，以及这些差值的均值；最后，在观察窗口内寻找最小的均值，并给出相应的定时同步估计。本发明提供的方法，利用OFDM符号加入循环前缀后形成的循环结构，通过计算经过相位补偿后的前后序列的差值，可以在没有任何训练序列或导频的辅助下获得***的定时同步信息；通过采用大量的傅立叶正/反变换，减轻了***实现复杂；同时，本发明提出的盲信道长度估计方法能用于包括OFDM在内的各种有循环前缀的分块传输***。

Description

一种基于循环结构的盲定时同步方法

技术领域

本发明涉及移动通信中的同步技术，尤其涉及一种应用于正交频分复用(以下简称OFDM)***的盲定时同步方法。

背景技术

定时同步是移动通信***能正常通信的前提。为了能够支持高速数据业务，未来移动通信***将采用宽带、多(收、发)天线的***，而OFDM是未来移动通信***的重要候选方案。当OFDM***中存在接收端已知的导频符号或训练序列时，可以采用诸如自相关、最大似然等方法，进行***的定时同步。为了提高频谱效率，在一些OFDM***中，是没有训练序列或导频符号的，这些***的定时同步需要采用盲的方法。为了消除符号间的干扰(以下简称ISI)，每个OFDM符号前面都要***循环前缀。循环前缀是符号尾部的复制，并大于多径衰落信道的最大时延扩展。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种快速可靠、估计精度高、实现复杂度低、适用于OFDM***的盲定时同步方法.

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术放案为：

一种基于循环结构的盲定时同步方法，包括如下步骤：

1)分别以接收信号的第i，i+1，K，i+G个采样点为起点进行N点的离散傅立叶变换(以下简称DFT)，得到G+1个长度为N的频域信号；

2)对每个频域信号的每个子载波按偏移量和子载波序号进行相应的相位补偿；

3)对补偿后的频域信号做N个点的离散傅立叶反变换(以下简称IDFT)，得到G+1个时域序列；

4)计算前后两个相连时域序列的平均误差，得到G个平均误差值；

5)计算G个平均误差值的平均值，记为M(i)；

6)观察窗口内最小的M(i)所对应的i，i即为OFDM符号的同步位置；

其中，i为观察窗内接收信号的任意一个采样位置；N为OFDM***的子载波数；G为循环前缀的长度，通常G大于无线多径衰落信道的最大时延扩展。

有益效果：本发明提供的一种基于循环结构的盲定时同步方法，利用OFDM符号加入循环前缀后形成的循环结构，通过计算经过相位补偿后的前后序列的差值，可以在没有任何训练序列或导频的辅助下获得***的定时同步信息；傅立叶正/反变换存在高效的实现结构和快速的算法，本方法通过采用大量的傅立叶正/反变换，减轻了***实现复杂；同时，本发明提出的盲信道长度估计方法能用于包括OFDM在内的各种有循环前缀的分块传输***。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为实现本发明方法的装置结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示为一种基于循环结构的盲定时同步方法，其包括如下步骤：

1)分别以接收信号的第i，i+1，K，i+G个采样点为起点进行N点的DFT变换，得到G+1个长度为N的频域信号；

3)对补偿后的频域信号做N个点的IDFT变换，得到G+1个时域序列；

5)计算G个平均误差值的平均值，记为M(i)；

上述方法可以利用图2所示的装置实现。

假设一个OFDM***所包含的子载波数目为N，循环前缀的长度为G。按照图1所示方法，首先分别以接收信号的第i个到第i+G个采样点为起点，进行N点的DFT变换；在相位补偿后，送入到离散傅立叶反变换装置，得到G+1个时域序列；然后，计算相邻时域序列的差值，以及这些差值的均值；最后，通过窗内最小值搜索装置，寻找最小的均值，并给出相应的定时同步估计。

具体方法描述如下：

以接收信号的第i个采样点为起点，经过N个点的DFT变换后，其频域表达式可以写成：

Y^{i} (k) = H (k) X (k) e^{j 2 π \frac{k ({i - n}_{ϵ} - G)}{N}} + V (k), k = 0,1, K, N - 1

[公式一]

其中，k表示子载波序号；n_ε表示定时误差，且n_ε≤i≤n_ε+G；V(k)表示加性白高斯噪声；H(k)为信道的频域响应，可以表示为：

H (k) = Σ_{l = 0}^{L - 1} h (l) e^{- j 2 π \frac{k τ_{l}}{NT}}

[公式二]

这里T表示采样周期，τ_l表示第l根径的时延，L表示信道可分辨的径数。

对相位补偿后的Yⁱ(k)做N个点的IDFT变换，得到相应的时域信号为：

r^{i} (n) = Σ_{k = 0}^{N - 1} Y^{i} (k) e^{- j \frac{2 π}{N} k (i - G)} e^{j \frac{2 πkn}{N}}, n = 0,1, K, N - 1

[公式三]

再分别以接收信号的第i+1到i+G个采样点为起点，重复[公式一]、[公式二]和[公式三]的过程，得到G+1个序列，每个序列有N个元素，即：

r^m＝[r^m(0)，r^m(1)，K，r^m(N-1)]，m＝i，i+1，K，i+G [公式四]

计算前后两个相连时域序列的平均误差，即：

σ (t) = \frac{1}{N} Σ_{n = 0}^{N - 1} | r^{t} (n) - r^{t - 1} (n) |

[公式五]

将得到的G个平均误差值求平均得到：

M (i) = \frac{1}{G} Σ_{t = i + 1}^{i + G} σ (t)

[公式六]

最后，在预先定义的窗口内，得到最小的M(i)所对应的值i即为OFDM符号的起始点。

图2所示装置中，离散傅立叶变换装置完成[公式一]和[公式三]中包含的运算，相位补偿装置完成[公式三]的运算，减法装置和求模装置完成[公式五]的计算，加法装置完成[公式六]的计算，窗内最小值搜索装置完成最小值的搜索及起始点的确定。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种基于循环结构的盲定时同步方法，其特征在于：该方法包括如下步骤：

1)分别以接收信号的第i，i+1，K，i+G个采样点为起点进行N点的离散傅立叶变换，得到G+1个长度为N的频域信号；

3)对补偿后的频域信号做N个点的离散傅立叶反变换，得到G+1个时域序列；

5)计算G个平均误差值的平均值，记为M(i)；

其中，i为观察窗内接收信号的任意一个采样位置；N为OFDM***的子载波数；G为循环前缀的长度。

2.根据权利要求1所述的基于循环结构的盲定时同步方法，其特征在于：G大于无线多径衰落信道的最大时延扩展。