CN102111245B - 自适应有限反馈方法和用户设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应有限反馈方法和用户设备。根据本发明的用户设备包括：接收单元，用于接收基站广播的平均信道信息；信道估计单元，用于执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息；反馈比特数选择单元，用于根据基站广播的平均信道信息和所获得的当前的信道状态信息，选择用于反馈信道方向信息的反馈比特数B_k；码字匹配单元，用于根据预定的码字匹配准则，在码本的前个码字中搜索最匹配的码字；以及反馈单元，用于将所搜索到的最匹配的码字的码字序号，作为信道方向信息，反馈给基站。本发明能够在减少***信道方向信息反馈开销的同时，有效地增加***吞吐量。此外，本发明能够很好地兼容现有的正交波束成形技术，具有很高的应用价值。

Description

自适应有限反馈方法和用户设备

技术领域

本发明涉及无线通信的多输入多输出(MIMO)技术领域，具体是一种多用户MIMO正交空分复用(OSDM)***中的信道状态信息反馈方法和用户设备。

背景技术

有限反馈是下行多用户MIMO***中解决用户端反馈信道状态信息的关键技术。如何有效地减少用户反馈开销，同时保证***容量是当前空分多址***中的一个主要研究热点。

在传统的下行多用户MIMO***中，每个用户的反馈比特数是固定的。一般认为提高反馈比特数能够使反馈的信道状态信息更为精确，从而提高用户速率，但是当***内某些用户信道相对较差时，提高反馈比特数对于该用户的速率提升并不明显。因此采用固定的反馈比特数必然造成***开销一定程度的浪费。

在Taesang Yoo的文章“Multi-Antenna Downlink Channels withLimited Feedback and User Selection”(参见“Selected Areas inCommunications，IEEE Journal on Volume 25，Issue 7，September2007Page(s)：1478-1491.”)中，给出了采用正交波束成形技术时，用户SINR与信道误差二者之间的联系。

在Niha Jindal的文章“Antenna Combining for the MIMO DownlinkChannel”(参见“Wireless Communications，IEEE Transactions onVolume 7，Issue 10，October 2008 Page(s)：3834-3844.”)中，研究了当***码本随机产生时(RVQ)，反馈比特数与信道方向信息Channel Direction Information(CDI)量化误差之间的关系，并提出了一种scaling feedback方案，该方案在基站与用户端天线数相差较大时会造成较大的反馈开销，而且用户无法根据所处的***特性自适应调整反馈比特数。

发明内容

本发明基于Taesang Yoo和Niha Jindal的上述两篇文章，提出了一种基于MIMO***的用户自适应有限反馈思想，推导出用户自适应有限反馈的最优策略，并提出了一种更贴近于实际***的自适应有限反馈方案，其特点在于：用户初始接入阶段使用相同的比特数来反馈，用户接入***后根据自身的信道增益和***的平均信道增益，自适应选择比特数来反馈CDI。

根据本发明的第一方案，提出了一种有限反馈方法，包括：执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息；根据基站广播的平均信道信息和所获得的当前的信道状态信息，选择用于反馈CDI的反馈比特数B_k；根据预定的码字匹配准则，在码本的前

个码字中搜索最匹配的码字；以及将所搜索到的最匹配的码字的码字序号，作为CDI，反馈给基站。

优选地，所述有限反馈方法还可以包括：在获得当前的信道状态信息之后、选择反馈比特数之前，以初始设置的用于反馈信道质量信息Channel Quality Information(CQI)的反馈比特数，向基站反馈当前的CQI，其中基站所广播的平均信道信息是根据***内所有用户设备所反馈的最新的CQI确定的。

或者，基站所广播的平均信道信息可以是基站预先确定的。

优选地，所述有限反馈方法还可以包括：在选择反馈比特数B_k之后，以所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的CDI，同时以初始设置的用于反馈CQI的反馈比特数，向基站反馈CQI。

优选地，可以根据当前信道增益与平均信道增益的比值来选择反馈比特数B_k。更优选地，当前信道增益与平均信道增益的比值越大，所选择的反馈比特数B_k也越大。

根据本发明的第二方案，提出了一种用户设备，包括：接收单元，用于接收基站广播的平均信道信息；信道估计单元，用于执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息；反馈比特数选择单元，用于根据基站广播的平均信道信息和所获得的当前的信道状态信息，选择用于反馈CDI的反馈比特数B_k；码字匹配单元，用于根据预定的码字匹配准则，在码本的前

个码字中搜索最匹配的码字；以及反馈单元，用于将所搜索到的最匹配的码字的码字序号，作为CDI，反馈给基站。

优选地，所述反馈单元还可以用于在所述信道估计单元获得当前的信道状态信息之后、所述反馈比特数选择单元选择反馈比特数之前，以初始设置的用于反馈CQI的反馈比特数，向基站反馈当前的CQI，其中基站所广播的平均信道信息是根据***内所有用户设备所反馈的最新的CQI确定的。

或者，基站所广播的平均信道信息可以是基站预先确定的。

优选地，所述反馈单元还可以用于以所述反馈比特数选择单元所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的CDI，同时以初始设置的用于反馈CQI的反馈比特数，向基站反馈CQI。

优选地，所述反馈比特数选择单元可以根据当前信道增益与平均信道增益的比值来选择反馈比特数B_k。更优选地，当前信道增益与平均信道增益的比值越大，所述反馈比特数选择单元所选择的反馈比特数B_k也越大。

本发明的优点在于：

1、在不增加***内反馈开销的基础上，通过用户自适应的反馈CDI，最终有效提高***的吞吐量；

2、用户自适应有限反馈算法复杂度较低，当采用最优自适应策略时，只需在小于M个用户中进行注水比特选择；

3、当采用次最优比特分配时，只需要一次乘积运算。

由于自适应反馈策略并不改变原有***的整体结构，因此本发明能够很好地同现有的空分多址(SDMA)技术相融合。

附图说明

通过下面结合附图说明本发明的优选实施例，将使本发明的上述及其它目的、特征和优点更加清楚，其中：

图1为根据本发明的用户设备1000的示意方框图。

图2为基于MIMO***的自适应有限反馈方法的流程图。

图3为基站4根发射天线，用户接收端1根天线，SNR P为10db，用户码本N＝2¹⁴，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同用户数之间的关系曲线图。

图4为基站4根发射天线，用户接收端1根天线，***内用户数为100，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同基站发射功率SNR P的关系曲线图。

图5为基站4根发射天线，用户接收端2根天线，SNR P为10db，用户码本N＝2¹⁴，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同用户数之间的关系曲线图。

图6为基站4根发射天线，用户接收端2根天线，***内用户数为200，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同基站发射功率SNR P的关系曲线图。

具体实施方式

为了清楚详细的阐述本发明的实现步骤，下面给出了一些本发明的具体实施例，适用于多天线的移动通信***，尤其是多用户MIMO正交空分复用(OSDM)移动通信***。需要说明的是，本发明不限于这些应用，而是可适用于更多其它相关的通信***。

下面参照附图对本发明的优选实施例进行详细说明，在描述过程中省略了对于本发明来说是不必要的细节和功能，以防止对本发明的理解造成混淆。

图1示出了根据本发明的用户设备1000的示意方框图。

如图1所示，根据本发明的用户设备1000可以包括：接收单元1010，用于接收基站2000广播的平均信道信息‖H‖；信道估计单元1020，用于执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息H_k；反馈比特数选择单元1030，用于根据基站广播的平均信道信息‖H‖和所获得的当前的信道状态信息H_k，选择用于反馈信道方向信息的反馈比特数B_k；码字匹配单元1040，用于根据预定的码字匹配准则，在码本的前

个码字中搜索最匹配的码字

以及反馈单元1050，用于将所搜索到的最匹配的码字

的码字序号，作为CDI，反馈给基站2000。

此外，反馈单元1050还用于在信道估计单元1020获得当前的信道状态信息之后、反馈比特数选择单元1030选择反馈比特数之前，以初始设置的用于反馈CQI的反馈比特数，向基站2000反馈当前的CQI。或者，反馈单元1050还用于在反馈比特数选择单元1030所选择的反馈比特数B_k后，同时向基站2000反馈当前的CDI和CQI信息(CDI使用B_k个反馈比特，CQI使用初始设置的反馈比特)。

图2示出了根据本发明的基于MIMO***的自适应有限反馈方法的流程图。

如图2所示，在步骤S200中，执行初始化操作，在MIMO***中设置初始参数：***码本C，平均反馈比特数B_av，自适应反馈策略；

在步骤S210中，用户设备1000的信道估计单元1020进行信道估计，从而得到信道状态信息H_k；

在步骤S220中，用户设备1000的反馈比特数选择单元1030根据自身的信道状态信息H_k和***的平均信道增益信息‖H‖，自适应选择反馈比特数B_k，k表示用户序号；

在步骤S230中，用户设备1000的码字匹配单元1040按照预定的码字匹配准则，在码本

的前

个码字中搜索最匹配的码字

以及

在步骤S240中，用户设备1000的反馈单元1050将码字

的码字序号作为CDI，反馈给基站2000。

基站2000接收到码字序号后，在自身码本中搜索出其所对应的矩阵，作为用户的CDI，根据CQI和CDI进行用户选择和预编码矩阵设计，并发射数据给用户设备1000。

假设在步骤S200中，基站2000的发射天线数为M，用户设备1000的接收天线数为N，基站2000的总发射功率为P。***内基站2000和用户设备1000具有相同的码本

码本内的码字c_i为1×M矩阵。设定用户设备1000的平均反馈比特数为B_av，满足B_av≤B_base，B_base是用户最大反馈比特数。

在步骤S210中，用户设备1000的信道估计单元1020进行信道估计，得到信道状态信息H_k＝[h_k，1，h_k，2，…h_k，N]，1≤k≤K，其中K是***内的总用户数，h_k，i为1×M矩阵。这里，假设用户设备1000获得的信道状态信息是完整准确的。

如果是初始接入***阶段，所有用户设备1000的反馈比特数相同，均为B_av。

在用户设备1000接入***后，反馈比特数选择单元1030自适应选择的反馈比特数为B_k＝f(‖H_k‖，‖H‖)，其中‖H‖为***的平均信道增益，f(x，y)是关于x，y的函数(步骤S220)。

自适应有限反馈要求用户设备1000知道***的平均信息‖H‖，‖H‖的获得有多种方式。在以下的描述中，给出了两种方法，但本发明并不局限于此。

(1)统计设定***平均信道信息

在铺设网络时，对小区进行遍历测试，得到统计的平均信道信息‖H‖。‖H‖作为一个参数，在用户初始接入阶段由基站广播给用户。当用户更换服务基站时，由新基站重新广播给用户。

(2)CQI和CDI分开反馈

用户设备1000获得自身的信道状态信息后，先向基站2000反馈CQI，基站2000根据所有用户反馈的CQI，计算平均信道信息‖H‖，然后广播给用户设备1000。用户设备1000得到‖H‖后再根据自适应反馈策略反馈CDI。在用户设备100向基站2000反馈CQI时，CQI的反馈比特数由***初始设定。在用户设备1000初始接入阶段，CDI的反馈比特数固定，用户设备1000接入***后，根据基站2000广播的‖H‖和自身的信道状态信息，选择CDI的反馈比特数B_k。

方法(1)可行性较高，但获得‖H‖较为粗糙，无法精确反应信道的瞬时信道质量；方法(2)‖H‖值较为准确，但是需要将CDI和CQI分开反馈，会造成一定的延时，且在用户通信阶段，要求基站持续广播‖H‖给用户。

此外，上面的方法(2)给出了CQI的一种反馈时机(反馈比特数选择单元1030选择反馈比特数B_k之前)(在步骤S210和S220之间)。关于CQI的反馈时机，可以由设计者自行决定，例如，也可以在反馈比特数选择单元1030选择了反馈比特数B_k之后(与CDI的反馈时机相同或不同)(在步骤S220之后，与步骤S230和S240之间的顺序关系没有限制)，以初始设定的反馈比特，向基站2000反馈当前的CQI。

另外，本发明给出B_k＝f(‖H_k‖，‖H‖)的一种次最优自适应有限反馈方案：

$B_k=\left\{\begin{array}{cc}{B}_{\mathrm{adp}},& 0\&le;B_{\mathrm{adp}}\&le;B_{\mathrm{base}}\\ 0,& B_{\mathrm{adp}}<0\\ B_{\mathrm{base}},& B_{\mathrm{adp}}>B_{\mathrm{base}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：

其中表示对x进行四舍五入取整。

在步骤S230中，当用户端具有多天线时，需要进行天线合并或选择以消除用户天线间干扰，即：

$h_k^{\mathrm{eff}}={\mathrm{\&gamma;}}_k{H}_k---\left(3\right)$

式(3)中γ_k＝[γ₁，γ₂，…γ_N]，‖γ_k‖＝1，表示天线合并的权值。当用户端为单天线时，

本发明采用Niha Jindal文章“Antenna Combining for the MIMODownlink Channel”(参见“Wireless Communications，IEEETransactions on Volume 7，Issue 10，October 2008Page(s)：3834-3844.”)中的QBC方案，即：

${\mathrm{\&gamma;}}_k=\frac{{\left(H_k^{*}{H}_k\right)}^{-1}{H}_k^{*}{\left(s_k^{\mathrm{proj}}\right)}^T}{\left|\right|{\left(H_k^{*}{H}_k\right)}^{-1}{H}_k^{*}{\left(s_k^{\mathrm{proj}}\right)}^T\left|\right|}---\left(4\right)$

式(4)中

q₁，q₂，…q_N为H_k所构造的N个1×M基向量，

为CDI信息，满足：

${\hat{h}}_k^{\mathrm{eff}}=\arg \underset{c=c_1,c_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,c_{B_k^2}}{\max }\left|\right|Q_k^{*}{c}^T\left|\right|---\left(5\right)$

此外，CQI反馈{g(H_k)}一般有两种形式：SINR_k和‖H_k‖反馈。由于采取SINR_k反馈能获得更高的***吞吐量，因此本发明只考虑SINR_k反馈的情况。令

则SINR_k反馈的形式如下：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\cos }^2{\mathrm{\&theta;}}_k}{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k}---\left(6\right)$

式中ρ＝P/M，

为信道的量化误差。

基站2000在获得用户设备1000反馈的码字序号后，在自身的码本中重建出重建所得的CDI与实际CDI之间的误差可表述为：

${\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k={\sin }^2(\&angle;({\tilde{h}}_k^{\mathrm{eff}},{\hat{h}}_k^{\mathrm{eff}}))---\left(7\right)$

基站2000所执行的用户选择可以是SUS方法(参见上述TaesangYoo的文章“Multi-Antenna Downlink Channels with Limited Feedbackand User Selection”)，但是本发明的实现不限于该方法。

令π表示最终被选择的M个用户。第一次搜索，初始用户集合K₀＝{1，2…，K}，在K₀中寻找SINR最大的用户：

$\mathrm{\&pi;}\left(1\right)=\arg \underset{k\&Element;K_0}{\max }\left({\mathrm{SINR}}_k\right)---\left(8\right)$

当寻找到i个用户后，第(i+1)个用户的选择原则为：

$\mathrm{\&pi;}(i+1)=\arg \underset{k\&Element;K_i}{\max }\left({\mathrm{SINR}}_k\right)---\left(9\right)$

$K_i=\{1\&le;k\&le;K:|{\hat{h}}_k^{\mathrm{eff}}{\left({\hat{h}}_{\mathrm{\&pi;}\left(j\right)}^{\mathrm{eff}}\right)}^{*}|\&le;\mathrm{\&epsiv;},1\&le;j\&le;i\}---\left(10\right)$

式中ε表示搜索所允许的半正交上限，一般取值为0.25～0.4。

基站2000所执行的预编码矩阵设计可以是ZFBF方法(参见上述Taesang Yoo的文章“Multi-Antenna Downlink Channels with LimitedFeedback and User Selection”)，但本发明的实现不限于该方法。

经过用户选择得到了u个用户，u为集合π内的元素个数。令

则预编码矩阵为：

W(u)＝H(u)^*(H(u)H(u)^*)^-1    (11)

用户π(k)对应的波束成形为W的第k列，记为w_k；

假设用户设备k对应的发送数据为s_k，则基站2000处天线的发射信号为

以下，对自适应有限反馈技术进行更为详细的原理性说明。

在一个多用户MIMO***中，基站的发射天线数为M，用户的接收天线数为N，基站的总发射功率为P。***码本为

码本内的码字为1×M型矩阵。当用户的码本随机产生时，根据NihaJindal的文章“Antenna Combining for the MIMO Downlink Channel”，可以得到用户反馈比特数与CDI反馈误差之间的关系：

$E\left({\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k\right)=2^{-\frac{B_k}{M-N}}{\left(\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right)}^{-\frac{1}{M-N}}---\left(12\right)$

则***采用波束成形技术时，用户端的的SINR满足：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{\mathrm{\&rho;}{\left|h_k^{\mathrm{eff}}{w}_k\right|}^2}{1+\mathrm{\&rho;}\underset{j\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|h_k^{\mathrm{eff}}{w}_j\right|}^2},1\&le;k\&le;M---\left(13\right)$

上式中ρ＝P/M。经过用户选择，用户彼此之间正交或者半正交，根据Taesang Yoo文章“Multi-Antenna Downlink Channels with LimitedFeedback and User Selection”可知用户SINR满足：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2(1-{\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k)}{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k}---\left(14\right)$

因此最终***的吞吐量可以表示为：

$C=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+{\mathrm{SINR}}_k)---\left(15\right)$

根据(14)(15)两式可得：

$E\left(C\right)=E\left(\underset{i=k}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+{\mathrm{SINR}}_k)\right)$

$=E\left(\underset{i=k}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2\left(\frac{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2}{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2{\sin }^2{\mathrm{\&theta;}}_k}\right)\right)---\left(16\right)$

根据Niha Jindal的文章“Antenna Combining for the MIMO DownlinkChannel”可知‖h_k ^eff‖与‖H_k‖满足以下关系：

${\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2={\left|\right|H_k\left|\right|}^2\mathrm{\&beta;}(M-N+1,N-1)---\left(17\right)$

将式(14)和式(17)带入(16)中，由Jensen不等式化简可得：

$E\left(C\right)\&GreaterEqual;\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2\left(\frac{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|h_k^{\mathrm{eff}}\left|\right|}^2}{1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2\frac{M-N+1}{M}{2}^{-\frac{B_k}{M-N}}{\left(\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right)}^{-\frac{1}{M-N}}}\right)$

$=\left(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2\frac{M-N+1}{M})\right)---\left(18\right)$

$-\left(\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+\mathrm{\&rho;}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2\frac{M-N+1}{M}{2}^{-\frac{B_k}{M-N}}{\left(\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right)}^{-\frac{1}{M-N}})\right)$

令：

$E\left(\mathrm{\&Delta;C}\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+{\mathrm{\&rho;}}^{\&prime;}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2{2}^{-\frac{B_k}{M-N}}{\left(\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right)}^{-\frac{1}{M-N}})---\left(19\right)$

式(19)中

因此在保持***总的反馈比特数不变的条件下，最大化***容量的问题可以表述为：

minΔC

$c1.\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{B}_k={\mathrm{MB}}_{\mathrm{av}}---\left(20\right)$

c2.0≤B_k≤B_base

C1是对整个***总反馈比特开销的限制，C2表明每个用户反馈的码字序号不能超过自身最大的码本大小。根据拉格朗日法求解最优的自适应有限反馈策略：

$L=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\log }_2(1+{\mathrm{\&rho;}}^{\&prime;}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2{2}^{-\frac{B_k}{M-N}}{\left(\begin{array}{c}M-1\\ N-1\end{array}\right)}^{-\frac{1}{M-N}})+\mathrm{\&mu;}(\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{B}_k-B_{\mathrm{Tol}})---\left(21\right)$

令 $\frac{\&PartialD;L}{\&PartialD;B_k}=0,$ 则有：

$B_k=\left\{\begin{array}{cc}{B}_{\mathrm{adp}},& 0\&le;B_{\mathrm{adp}}\&le;B_{\mathrm{base}}\\ 0,& B_{\mathrm{adp}}<0\\ B_{\mathrm{base}},& B_{\mathrm{adp}}>B_{\mathrm{base}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

B_k的自适应选择类似于注水分配，值得注意的是，反馈比特数必须是整数，因此B_k在注水分配过程中，采用四舍五入取整进行。将B_k带入

求出注水水平λ，进而得到每个用户自适应反馈比特数。

最优的自适应有限反馈推导是建立在被选择的用户知道彼此的信道状态信息基础之上，在反馈信道状态信息之前知道***最终被选择的用户，适用于***用户数K较小的情况下。

当用户无法知道***最终被选择的用户时，利用基站广播的统计平均信道增益log₂(‖H‖²)来近似λ中的

M′为参与迭代分配的用户数。将log₂(‖H‖²)代入式(22)中近似可得：

考虑到实际***中用户一般不知道其他用户的信道状态信息，因此本发明主要涉及该次最优的自适应有限反馈方案。

假设基站的发射天线数M＝4，用户的接收天线数为N＝{1，2}，***码本

B_base＝14，即用户最大反馈比特数为14。用户平均反馈比特数B_av＝{6，8}，发射端的平均SNR P为0～25db，用户数10～500，信道建模为瑞利分布信道。

图3为基站4根发射天线，用户接收端1根天线，SNR P为10db，用户码本N＝2¹⁴，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同用户数之间的关系曲线图。

仿真比较了以下六种不同情况：

1)当用户全反馈时的***吞吐量(perfect CSIT)，此时的反馈比特趋近于无穷大；

2)当用户固定比特有限反馈6时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝6))；

3)平均比特反馈为6，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝6))；

4)当用户固定比特有限反馈8时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝8))；

5)平均比特反馈为8，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝8))；

6)随机波束成形策略(RBF)。

可以看出，随着用户数的增加，不同策略下的***吞吐量都有所增加，而采取本发明的方案，比传统的固定比特有限反馈能获得更高的***吞吐量。

图4为基站4根发射天线，用户接收端1根天线，***内用户数为100，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同基站发射功率SNR P的关系曲线图。

仿真2000次，比较了以下六种不同的情况：

1)当用户全反馈时的***吞吐量(perfect CSIT)，此时的反馈比特趋近于无穷大；

2)当用户固定比特有限反馈6时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝6))；

3)平均比特反为6，用户采取本发明名的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝6))；

4)当用户固定比特有限反馈8时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝8))；

5)平均比特反馈为8，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝8))；

6)随机波束成形策略(RBF)。

可以看出，随着SNR P的增加，不同策略下的***吞吐量都有所增加，而采取本发明的方案，比传统的固定比特有限反馈能获得更高的***吞吐量。

图5为基站4根发射天线，用户接收端2根天线，SNR P为10db，用户码本大小N＝2¹⁴，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同用户数之间的关系曲线图。

仿真比较了以下六种不同情况：

1)当用户全反馈时的***吞吐量(perfect CSIT(N＝1))，此处只考虑用户端单天线的情况；

2)当用户固定比特有限反馈6时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝6))；

3)平均比特反馈为6，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝6))；

4)当用户固定比特有限反馈8时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝8))；

5)平均比特反馈为8，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝8))；

6)随机波束成形策略(RBF(N＝1))，此处只考虑用户端单天线的情况。

可以看出，对于用户端多天线的情况，采取本发明的方案，比传统的固定比特有限反馈能获得更高的***吞吐量。

图6为基站4根发射天线，用户接收端2根天线，***内用户数为200，平均反馈比特分别为6和8时，***吞吐量同基站发射功率SNR P的关系曲线图。

仿真比较了以下六种不同的情况：

1)当用户全反馈时的***吞吐量(perfect CSIT(N＝1))，此处只考虑用户端单天线的情况；

2)当用户固定比特有限反馈6时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝6))；

3)平均比特反馈为6，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝6))；

4)当用户固定比特有限反馈8时的ZFBF策略(Fix ZFBF(B＝8))；

5)平均比特反馈为8，用户采取本发明的ZFBF策略(AdaptiveZFBF(B＝8))；

6)随机波束成形策略(RBF(N＝1))，此处只考虑用户端单天线的情况。

可以看出，对于用户端多天线的情况，采取本发明的方案，比传统的固定比特有限反馈能获得更高的***吞吐量。

为了进一步阐明本发明在不增加***开销的同时，能够提高***吞吐量，表1给出了当用户数K＝10～500，SNR P为10db，固定比特有限反馈为6时，本发明与固定比特有限反馈的***开销。由于本方案与固定比特有限反馈方案的CQI反馈相同，因而只比较了两种方案CDI的反馈开销。表1所示数据为模拟仿真2000次后的统计值，CDI反馈开销的单位为bit，吞吐量的单位为bps/Hz。

表1

M＝4，N＝2，P＝10db，B_av＝6，B_base＝14时，***的CDI开销

用户数K	本发明方案Bad	固定比特反馈Bft	开销差值Bad-Bft	吞吐量差值Rad-Rft
					10	59.136	60	-0.864	0.0578
50	295.372	300	-4.628	0.3524
					100	590.728	600	-9.272	0.4591
200	1181.42	1200	-18.58	0.6132
					500	2953.42	3000	-46.58	0.9012

由表1可以看出，采取自适应的有限反馈不仅没有增加CDI的反馈开销，反而能够节省反馈比特数。

表2给出了当用户数K＝10～500，SNR P为10db，固定比特有限反馈为8时，本发明与固定比特有限反馈的***开销。由于本方案与固定比特有限反馈方案的CQI反馈相同，因而只比较了两种方案CDI的反馈开销。表2所示数据为模拟仿真2000次后的统计值，CDI反馈开销的单位为bit，吞吐量的单位为bps/Hz。

表2

M＝4，N＝2，P＝10db，B_av＝8，B_base＝14时，***的CDI开销

用户数K	本发明方案Bad	固定比特反馈Bft	开销差值Bad-Bft	吞吐量差值Rad-Rft
					10	79.161	80	-0.839	0.0473
50	395.308	400	-4.692	0.2100
					100	790.716	800	-9.284	0.3206
200	1581.23	1600	-18.77	0.3982
					500	3953.36	4000	-46.62	0.5417

由表2可以看出，采取自适应的比特反馈同样能够节省反馈比特数，并且提升***吞吐量。

通过以上详细说明，本发明使用自适应有限反馈的方式，能够在减少***CDI开销的同时，有效地增加***吞吐量。由于自适应有限反馈并不改变***的整体结构，因此能够很好的兼容现有的正交波束成形技术，具有很高的应用价值。

至此已经结合优选实施例对本发明进行了描述。应该理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其它的改变、替换和添加。因此，本发明的范围不局限于上述特定实施例，而应由所附权利要求所限定。

Claims (14)

1.一种用户设备，包括：

接收单元，用于接收基站广播的平均信道信息；

信道估计单元，用于执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息；

反馈比特数选择单元，用于根据基站广播的平均信道信息和所获得的当前的信道状态信息，选择用于反馈信道方向信息的反馈比特数B_k；

码字匹配单元，用于根据预定的码字匹配准则，在码本的前

个码字中搜索最匹配的码字；以及

反馈单元，用于将所搜索到的最匹配的码字的码字序号，作为信道方向信息，反馈给基站。

2.根据权利要求1所述的用户设备，其特征在于：

所述反馈单元还用于在所述信道估计单元获得当前的信道状态信息之后、所述反馈比特数选择单元选择反馈比特数之前，以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈当前的信道质量信息，

其中基站所广播的平均信道信息是根据***内所有用户设备所反馈的最新的信道质量信息确定的。

3.根据权利要求1所述的用户设备，其特征在于：

基站所广播的平均信道信息是基站预先确定的。

4.根据权利要求1所述的用户设备，其特征在于：

所述反馈单元还用于以所述反馈比特数选择单元所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的信道方向信息，同时以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈信道质量信息。

5.根据权利要求3所述的用户设备，其特征在于：

所述反馈单元还用于以所述反馈比特数选择单元所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的信道方向信息，同时以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈信道质量信息。

6.根据权利要求1～5之一所述的用户设备，其特征在于：

所述反馈比特数选择单元根据当前信道增益与平均信道增益的比值来选择反馈比特数B_k。

7.根据权利要求6所述的用户设备，其特征在于：

当前信道增益与平均信道增益的比值越大，所述反馈比特数选择单元所选择的反馈比特数B_k也越大。

8.一种有限反馈方法，包括：

执行信道估计处理，获得当前的信道状态信息；

根据基站广播的平均信道信息和所获得的当前的信道状态信息，选择用于反馈信道方向信息的反馈比特数B_k；

根据预定的码字匹配准则，在码本的前

个码字中搜索最匹配的码字；以及

将所搜索到的最匹配的码字的码字序号，作为信道方向信息，反馈给基站。

9.根据权利要求8所述的有限反馈方法，还包括：

在获得当前的信道状态信息之后、选择反馈比特数之前，以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈当前的信道质量信息，

其中基站所广播的平均信道信息是根据***内所有用户设备所反馈的最新的信道质量信息确定的。

10.根据权利要求8所述的有限反馈方法，其特征在于：

基站所广播的平均信道信息是基站预先确定的。

11.根据权利要求8所述的有限反馈方法，还包括：

在选择反馈比特数B_k之后，以所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的信道方向信息，同时以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈信道质量信息。

12.根据权利要求10所述的有限反馈方法，还包括：

在选择反馈比特数B_k之后，以所选择的反馈比特数B_k，向基站反馈当前的信道方向信息，同时以初始设置的用于反馈信道质量信息的反馈比特数，向基站反馈信道质量信息。

13.根据权利要求8～12之一所述的有限反馈方法，其特征在于：

根据当前信道增益与平均信道增益的比值来选择反馈比特数B_k。

14.根据权利要求13所述的有限反馈方法，其特征在于：

当前信道增益与平均信道增益的比值越大，所选择的反馈比特数B_k也越大。

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