CN102104429A - 一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF*** - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***，包括中心站、基站和下行链路光纤，中心站和基站通过下行链路光纤连接，其特征在于：中心站包括激光器，激光器通过保偏尾纤与第一双电极Mach-Zehnder光调制器的输入端相连，在第一双电极Mach-Zehnder光调制器加由一个余弦微波信号及经一个第一π移相器移相的余弦微波信号，第一双电极Mach-Zehnder光调制器通过保偏尾纤连接第二Mach-Zehnder光调制器，在第二Mach-Zehnder光调制器上加经一个移相器移相的正弦微波信号，在另一条臂上加正弦微波信号，第二Mach-Zehnder光调制器串联光强度调制器。本发明的优点是：使谐波数量进一步减少，价格更为低廉，使生成的毫米波频谱纯净。

Description

一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***

技术领域

本发明涉及一种光学4倍频的RoF(RoF，Radio over Fiber)***结构，从光波产生毫米波的同时，又实现将信号对光波的调制转为对毫米波的调制。

背景技术

近年来光载无线通信以其宽频带，高灵活度，在宽带无线接入网领域成为一项非常有吸引力的解决方案。为了适应未来通信的要求，光载无线***所用的射频频率必须向着更高端发展，所以大多数光载无线***所选用的射频频段一般是毫米波频段。基于光学倍频法的毫米波RoF***就是光载无线***具有代表性的一种。在过去的几年间所提出的基于光学倍频法的RoF***，还是存在一定的问题。由于其本身是基于谐波来产生毫米波，往往在基站中光电转换后，光电流中，有许多的谐波分量，而调制信号则会调制每个谐波分量，这将导致大量有用信号的功率被浪费。

发明内容

本发明的目的是提供一种在光电流中，谐波分量少，且经济、易于实现的RoF***。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***，包括中心站、基站和下行链路光纤，中心站和基站通过下行链路光纤连接，其特征在于：中心站包括激光器，激光器通过保偏尾纤与第一双电极Mach-Zehnder光调制器的输入端相连，在第一双电极Mach-Zehnder光调制器的一条臂上的RF电极加由一个微波信号源输出的余弦微波信号，第一偏压电极加上电压V₁，另一条臂上的RF电极加由微波信号源产生再经一个第一π移相器移相的余弦微波信号，第二偏压电极接地，第一双电极Mach-Zehnder光调制器的输出端通过保偏尾纤连接第二Mach-Zehnder光调制器的输入端，在第二Mach-Zehnder光调制器中一条臂上的RF电极加由微波信号源产生再经一个π/2移相器移相的正弦微波信号，第三偏压电极加上电压V₂，在另一条臂上的RF电极加由微波信号源产生的再经一个π/2移相器和一个第二π移相器移相的正弦微波信号，第四偏压电极接地，第二双电级Mach-Zehnder调制器的输出端通过保偏光纤与一个光强度调制器的光输入端连接，一个16QAM信号源加到光强度调制器的RF电极，一个偏压控制器加到光强度调制器的偏压电极，光强度调制器的输出端与一个EDFA光纤放大器的输入端相连接，EDFA光纤放大器的输入端连接到基站。

本发明的优点是：

1、与以往的基于光学倍频法的毫米波产生方案相比，光电流中相邻谐波之间的频率间隔是扫描微波信号的4倍，而不是以往的2倍，当用16QAM中频信号来调制光波幅度时，光电流中每一根纯净谐波的附近都存在上边带与下边带。如果谐波太多会导致有用信号分配在所需谐波上的能量太少，本方案则使谐波数量进一步减少。

2、以往的基于光学4倍频的毫米波，使用了一个并联的双电极Mach-Zehnder调制器，此器件价格昂贵，而本方案使用的两个串联双电极Mach-Zehnder调制器，价格上要低廉很多。

3、激光器的相位噪声在双电极光调制器中抵消，使生成的毫米波频谱纯净。

附图说明

图1为本发明的16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF信号生成***结构框图；

图2为16QAM调制的毫米波信号频谱图。

具体实施方式

以下结合实施例来具体说明本发明。

实施例

如图1所示，本发明提供的一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***，包括中心站1、基站2和下行链路光纤3，中心站1和基站2通过下行链路光纤3连接，其特征在于：中心站1包括激光器1-1，激光器1-1通过保偏尾纤与第一双电极Mach-Zehnder光调制器1-14的输入端相连，在第一双电极Mach-Zehnder光调制器1-14的一条臂上的RF电极加由一个微波信号源1-2输出的余弦微波信号，第一偏压电极1-5加上电压V1，另一条臂上的RF电极加由微波信号源1-2产生再经一个第一π移相器1-3移相的余弦微波信号，第二偏压电极1-6接地，第一双电极Mach-Zehnder光调制器1-14的输出端通过保偏尾纤连接第二Mach-Zehnder光调制器1-15的输入端，在第二Mach-Zehnder光调制器1-15中一条臂上的RF电极加由微波信号源1-2产生再经一个

移相器1-4移相的正弦微波信号，第三偏压电极1-8加上电压V2，在另一条臂上的RF电极加由微波信号源1-2产生的再经一个移相器1-4和一个第二π移相器1-7移相的正弦微波信号，第四偏压电极1-9接地，第二双电级Mach-Zehnder调制器1-15的输出端通过保偏光纤与一个光强度调制器1-10，简称为IM，的光输入端连接，一个16QAM信号源1-11加到光强度调制器1-10的RF电极，一个偏压控制器1-12加到光强度调制器1-10的偏压电极，光强度调制器1-10的输出端与一个EDFA光纤放大器1-13的输入端相连接，EDFA光纤放大器1-13的输入端连接到基站2。

所述基站2包括一个光探测器2-1，光探测器2-1通过下行链路光纤3与所述EDFA光纤放大器1-13的输入端相连，光探测器2-1的电输出端与一个前置低噪声放大器2-2的输入端相连，前置低噪声放大器2-2的输出端与一个带通滤波器2-3的输入端相连，带通滤波器2-3的输出端与一个毫米波功率放大器2-4的输入端相连接，毫米波功率放大器2-4的输出端与一个毫米波发射天线2-5相连。

控制余弦微波信号源1-2的输出幅度以获得最佳的调相指数，在基站2的光探测器2-1的电输出端含有余弦微波的高次谐波，谐波与谐波之间的频率间隔为余弦微波信号源1-2频率的4倍。16QAM信号源1-11加到光强度调制器1-10的RF电极，偏压控制器1-12加到光强度调制器1-10的偏压电极，来补偿外界环境造成的光强度调制器1-10线性工作点的变化。

谐波产生过程的数学模型如下：

假设双电极Mach-Zehnder光调制器两臂时延差τ＝0。偏压电极(1-5)接地，偏压电极(1-8)接地，即使两个双电极Mach-Zehnder光调制器偏置在传输曲线的最高点。

第一Mach-Zehnder光调制器的输入光波电场：

E_mn(t)＝E_cexp(ω_ct+φ(t))

第一Mach-Zehnder光调制器的输出光波电场：

$E_1\left(t\right)=\frac{1}{2}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}+\frac{1}{2}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}$

第二Mach-Zehnder光调制器的输出光波电场：

$E_2\left(t\right)=\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}+\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}$

$+\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}+\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}$

其中，E_c为光波电场振幅，ω_c为光波的中心频率，φ(t)激光器本身的随机相位噪声。ω_s微波信号频率，β＝πV_s/V_RFπ为相位扫描电压的调制指数，V_s为扫描电压的幅度，V_RFπ为调相半波电压。再经过光强度调制器IM调制，此时光波电场为

$E_2\left(t\right)=\sqrt{1+\mathrm{km}\left(t\right)}\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}+\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}\\ +\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}+\frac{1}{4}{E}_c{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t-\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\φ}\left(t\right))}\end{array}\right\}$

式中，k为调制指数，m(t)为调制信号，可以是已被基带信息调制的微波信号，这里我们使用的是16QAM信号调制的微波信号。

将此合成光波放大后通过光纤传送至基站，经光探测器PD(PIN diode，PIN二极管)后产生的光电流为

$i_d\left(t\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{RE}}_c\left(t\right)E_c{\left(t\right)}^{*}$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]R{E_c}^2[4+\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos (2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t)$

$+\cos (2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t)+\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]R{E_c}^2[4+2\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+2\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\left\{\begin{array}{c}4+2\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+2\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\\ +\frac{1}{2}[\cos (2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t+2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t)+\cos (2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t-2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t)\end{array}\right\}$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\left\{\begin{array}{c}4+2[\cos \left(2\mathrm{\β}\sin {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\β}\cos {\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]\\ +\frac{1}{2}[\cos \left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)+\cos \left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)]\end{array}\right\}$

R是探测器响应度，由入射光束截面积和电磁波波阻抗所决定。将上式作贝塞尔函数展开得到

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\left\{\begin{array}{c}4+2\left[2J_0\left(2\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(2n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\right]\\ +\frac{1}{2}[{2J}_0\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\cos (2n{\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\cos (2n{\mathrm{\ω}}_{s}t-\frac{\mathrm{n\π}}{2})]\end{array}\right\}$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\{4+2[{2J}_0\left(2\mathrm{\β}\right)+4\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)]+\frac{1}{2}[{2J}_0\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)+4\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\{4+{4J}_0\left(2\mathrm{\β}\right){+J}_0\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)+8\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\}$

$=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\{4+{4J}_0\left(2\mathrm{\β}\right){+J}_0\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[8J_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)+{(-1)}^n{2J}_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\left]\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\right\}$

光电流只包含微波信号ω_s＝2πf_s，f_s的4倍频谐波。用带通滤波器取出4n次谐波项F_4n如下：

$F_{4n}=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\left\{\right[8J_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)+{(-1)}^n{2J}_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\left]\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\right\}$

所得到的毫米波已经被信号m(t)调制，调整β，可以使所需要的谐波幅度最大。例如要获得40GHz的毫米波，当f_s＝10GHz时，n＝1，

尽量大，而尽量小，同时要兼顾β值不可过高，β过高会导致偏压控制电路无法使两个Mach-Zehnder光调制器偏置在传输曲线的最高点。

16QAM信号数学模型如下，

S_16QAM(t)＝A_mc(t)g(t)cos 2πf_mt-A_ms(t)g(t)sin 2πf_mt

式中，A_mc(t)和A_ms(t)是承载信息的正交载波的信号幅度，g(t)是信号脉冲。f_m为中频载波频率。A_mc(t)与A_ms(t)在一个符号期间T_s上为常数，则有A_mc(t)＝A_mc，A_ms(t)＝A_ms。

从光电流中提取出的毫米波信号(第4n次谐波)可简化为以下形式：

$F_{4n}=\frac{1}{32}[1+\mathrm{km}\left(t\right)]{{\mathrm{RE}}_c}^2\left\{\right[8J_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)+{(-1)}^n{2J}_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)\left]\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)\right\}$

这里m(t)＝S_16QAM(t)＝A_mc(t)g(t)cos2πf_mt-A_ms(t)g(t)sin2πf_mt  ，令ω_m＝2πf_m，代入上式得到：

F_4n＝A[1+km(t)][cos(4nω_st)](9)

其中 $A=\frac{1}{32}{{\mathrm{RE}}_c}^2[8J_{4n}\left(2\mathrm{\β}\right)+{(-1)}^{n}2J_{4n}\left(2\sqrt{2}\mathrm{\β}\right)]$

$R_{4n}=A[1+\mathrm{km}\left(t\right)]\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)$

$=A\left\{\begin{array}{c}\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\frac{1}{2}k[A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t+A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t]\\ \frac{1}{2}k[A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t-A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t]\end{array}\right\}$

$=A\cos \left(4n{\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\frac{1}{2}\mathrm{Ak}[A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t+A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t]$

$+\frac{1}{2}\mathrm{Ak}[A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t-A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t]$

纯净的谐波

Acos(4nω_st)

谐波的已调中频边带

$\frac{1}{2}\mathrm{Ak}[A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t+A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_m)t]$

$+\frac{1}{2}\mathrm{Ak}[A_{\mathrm{mc}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t-A_{\mathrm{ms}}\left(t\right)g\left(t\right)\cos ({4\mathrm{n\ω}}_s+{\mathrm{\ω}}_m)t]$

可以取其中一个边带信号作为毫米波信号从天线发射出去，而纯净的毫米波载波可以作为毫米波本振对上行链路接收到的毫米波信号进行下变频。

***参数取为：激光器(1-1)工作在1550nm波长，谱宽为10MHz，功率120mW。基带速率为100Mbit/s，余弦微波信号源(1-2)频率f_s＝10GHz，它的幅度为V_m＝3V，由于现在商用的双电极Mach-Zehnder光调制器偏压控制器要求射频输入端输入的射频信号幅度小于0.65V_RFπ，双电极Mach-Zehnder光调制器的调相半波电压V_RFπ＝4.6V，产生的调相指数为取其第4次谐波，16QAM信号频率为2.5GHz，光强度调制器IM的半波电压为V_π＝5V，16QAM信号V_ppmax＝400mV，直流偏置为2.5V，软件仿真结果参见图2。

Claims (2)

1.一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***，包括中心站(1)、基站(2)和下行链路光纤(3)，中心站(1)和基站(2)通过下行链路光纤(3)连接，其特征在于：中心站(1)包括激光器(1-1)，激光器(1-1)通过保偏尾纤与第一双电极Mach-Zehnder光调制器(1-14)的输入端相连，在第一双电极Mach-Zehnder光调制器(1-14)的一条臂上的RF电极加由一个微波信号源(1-2)输出的余弦微波信号，第一偏压电极(1-5)加上电压V1，另一条臂上的RF电极加由微波信号源(1-2)产生再经一个第一π移相器(1-3)移相的余弦微波信号，第二偏压电极(1-6)接地，第一双电极Mach-Zehnder光调制器(1-14)的输出端通过保偏尾纤连接第二Mach-Zehnder光调制器(1-15)的输入端，在第二Mach-Zehnder光调制器(1-15)中一条臂上的RF电极加由微波信号源(1-2)产生再经一个

移相器(1-4)移相的正弦微波信号，第三偏压电极(1-8)加上电压V2，在另一条臂上的RF电极加由微波信号源(1-2)产生的再经一个

移相器(1-4)和一个第二π移相器(1-7)移相的正弦微波信号，第四偏压电极(1-9)接地，第二双电级Mach-Zehnder调制器(1-15)的输出端通过保偏光纤与一个光强度调制器(1-10)的光输入端连接，一个16QAM信号源(1-11)加到光强度调制器(1-10)的RF电极，一个偏压控制器(1-12)加到光强度调制器(1-10)的偏压电极，光强度调制器(1-10)的输出端与一个EDFA光纤放大器(1-13)的输入端相连接，EDFA光纤放大器(1-13)的输入端连接到基站(2)。

2.根据权利要求1所述的一种16QAM调制方式的光学4倍频毫米波RoF***，其特征在于：所述基站(2)包括一个光探测器(2-1)，光探测器(2-1)通过下行链路光纤(3)与所述EDFA光纤放大器(1-13)的输入端相连，光探测器(2-1)的电输出端与一个前置低噪声放大器(2-2)的输入端相连，前置低噪声放大器(2-2)的输出端与一个带通滤波器(2-3)的输入端相连，带通滤波器(2-3)的输出端与一个毫米波功率放大器(2-4)的输入端相连接，毫米波功率放大器(2-4)的输出端与一个毫米波发射天线(2-5)相连。

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