CN102088297A - 移动终端双天线信道建模方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动终端双天线信道建模方法及装置。在上述方法中，根据电压增益方向图，确定信道传输参数；根据信道传输参数，以及散射参数和反射系数参数，确定表征双天线对源的推挽效应的场端口与信道的耦合系数；根据两个路端口之间的S参数，确定双天线间的近场效应，根据反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系；根据耦合系数、源反射系数参数、S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；根据b矩阵、耦合系数以及场端口到两个路端口的信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。根据本发明，可以为双天线移动终端的性能研究、测试和认证提供保证。同时，还具有环境要求低、精度适中、简便易行的优点。

Description

移动终端双天线信道建模方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种移动终端双天线信道建模方法及装置。

背景技术

目前，3GPP以及Winner采用的信道模型(例如，SCM、SCME)，均是准物理模型，因为该模型中散射体的物理空间位置是不确定的，信道建模方法仅基于信道收发两端附近散射体的出/入射波方向(DOD/DOA)信息。从理论上说，3GPP的SCM可支持任意拓扑结构的天线阵列，但目前在SCM/SCME/WIM的建模方案和winner的具体实现方案中，仅仅考虑了均匀直线天线阵(ULA)这种最直接、最简单的天线模型。

由于超三代(B3G)和4G***所追求的高性能，要求新一代天线具有能充分利用无线信道特征，提供极化和空间增益的能力，从而要求天线阵列结构灵活、天线单元极化多变。

由于当前移动终端多天线具有的小型化和高密度特点，移动终端多天线自身可能会产生近场耦合效应和负载牵引效应，如果在终端多天线建模时不考虑移动终端多天线自身特有的近场耦合效应和负载牵引效应，则可能导致建模精度不高等问题。

而现有技术中的终端双天线建模只是考虑ULA类型的天线模型，也没有考虑移动终端多天线自身特有的近场耦合效应和负载牵引效应，因此，现有模型存在精度不高的问题，不能为多天线移动终端的性能研究、测试和认证提供足够保证。

发明内容

针对现有技术中，现有模型的精度不高的问题而提出本发明，本发明的主要目的在于提供了一种移动终端双天线信道建模方法及装置，以解决上述问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种移动终端双天线信道建模方法。

根据本发明的移动终端双天线信道建模方法包括：根据移动终端的双天线的电压增益方向图，确定三端口微波网络的场端口到两个路端口的信道传输参数；根据上述信道传输参数，以及三端口微波网络的场端口的散射参数和场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定表征双天线对源的推挽效应的场端口与信道的耦合系数；根据两个路端口之间的S参数，确定双天线间的近场效应，并根据两个路端口负载反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系，以表征双天线对负载的牵引效应；根据上述耦合系数、源反射系数参数、上述S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；根据上述b矩阵、上述耦合系数以及场端口到两个路端口的信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。

根据本发明的另一个方面，提供了一种移动终端双天线信道建模装置。

根据本发明的移动终端双天线信道建模装置包括：场路传输***模型确定模块、推挽效应模型确定模块、近场效应及牵引效应确定模块、b矩阵模型确定模块以及场路行为级模型确定模块。其中，场路传输***模型确定模块，用于根据移动终端的双天线的电压增益方向图，确定三端口微波网络的场端口到两个路端口的信道传输参数；推挽效应模型确定模块，用于根据场路传输***模型确定模块确定的信道传输参数，以及三端口微波网络的场端口的散射参数和场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定表征双天线对源的推挽效应的场端口与信道的耦合系数；近场效应及牵引效应确定模块，用于根据两个路端口之间的S参数，确定双天线间的近场效应，并根据两个路端口负载反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系，以表征双天线对负载的牵引效应；b矩阵模型确定模块，用于根据耦合系数、源反射系数参数、S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；场路行为级模型确定模块，用于根据b矩阵、耦合系数以及场端口到两个路端口的信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。

综上所述，采用本发明方法，可以根据移动终端双天线网路参数和天线三维增益参数以及负载、源匹配参数，建立起双天线相关矩阵通用表征模型，为双天线移动终端的性能研究、测试和认证提供保证。同时，本发明方法还具有环境要求低、精度适中、简便易行的优点。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1为根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模方法的流程图；

图2为根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模装置的结构示意图；

图3为本发明实施例中双天线移动终端多天线坐标定义示意图；

图4为双天线场路三端口网络信流图；

图5为根据本发明实施例移动终端多天线电磁仿真模型的结构示意图；

图6为根据本发明实施例移动终端多天线物理参数的结构示意图。

具体实施方式

功能既述

针对移动终端双天线信道模型的精度不高的问题，本发明实施例提供了一种移动终端双天线信道建模方法及装置。在本发明实施例中，根据移动终端双天线网路参数和天线三维增益参数以及负载、源匹配参数，建立起双天线行为级相关矩阵通用表征模型，可以提高移动终端双天线信道模型的精度。

在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

为了便于理解本发明实施例提供的技术方案，下面首先对介绍一种移动终端双天线电磁物理模型。

根据本发明实施例，首先提供了一种移动终端双天线信道建模方法。

图1为根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模方法的流程图，如图1所示，根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模方法主要包括以下步骤(步骤S101一步骤S109)：

步骤S101：根据双天线1和2的电压(功率)增益方向图G₁和G₂，确定场路端口传输参数(S13和S23)，即确定场路传输系数模型表征；

步骤S103：根据移动终端双天线场端口(p3端口)到两个路端口的信道传输参数(S13和S23)、场端口散射参数(S33)以及场端口对应外部激励源(入射电磁波)反射系数参数(Γ_g)参量，确定天线场端口与信道的耦合系数(A0、A1、A2)，表征天线对源的推挽效应，即确定移动终端双天线对源的推挽效应模型；

步骤S105：根据移动终端双天线两个路端口(p1端口和p2端口)之间的S参数(S11、S12、S21、S22)，建立移动终端双天线间电磁耦合关系，确定天线间的近场效应，联合所述两个路端口负载反射系数参数(Γ_l1和Γ_l2)，建立移动终端双天线路端口与外部电路耦合关系，表征天线对负载的牵引效应，即确定移动终端双天线间的近场效应模型以及天线对负载的牵引效应模型；

步骤S107：根据移动终端双天线场端口与信道的耦合系数(A0、A1、A2)、源反射系数参数(Γ_g)、路端口(p1端口和p2端口)间的S参数(S11、S12、S21、S22)以及路端口负载反射系数参数(Γ_l1和Γ_l2)，确定β矩阵，即确定移动终端双天线b矩阵模型；

步骤S109：根据移动终端双天线β矩阵、场端口与信道的耦合系数(A0)以及场路端口传输参数(S13和S23)，计算得到移动终端双天线路端口接收功率(b₁和b₂)，即确定移动终端双天线场路行为级模型。

下面进一步对上述各步骤进行说明。

(一)步骤S101

在具体实施过程中，场路传输系数模型可以根据以下公式确定：

$s_{13}({\mathrm{\Ω}}_R,r_1)={\stackrel{\→}{G}}_1\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-j{\mathrm{kr}}_1+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

$s_{23}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)={\stackrel{\→}{G}}_2\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-j{\mathrm{kr}}_2+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

其中，

和

为双天线1和2的电压增益方向图，r₁和r₂天线1和2的空间坐标，Φ(Ω_R)为双天线1和2的相位方向图。Ω_R为来波入射角，

为无线极化信道单径单位传输系数。

(二)步骤S103

具体地，可以按照以下公式确定的天线场端口与信道耦合系数(A0、A1、A2)：

A₀＝(1-s₃₃Γ_g)^-1v_g，A₁＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₁₃，A₂＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₂₃

(三)步骤S107

具体地，可以通过以下公式确定β矩阵：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

Δ＝[1-(s₁₁+A₁s₁₃)Γ_l1][1-(s₂₂+A₂s₂₃)Γ_l2]-(s₂₁+A₁s₂₃)(s₁₂+A₂s₁₃)Γ_l1Γ_l2

(四)步骤S109

具体地，可以按照以下公式计算得到移动终端双天线路端口接收功率(b₁和b₂)：

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]A_0$

在具体实施过程中，在场端口的负载阻抗与空源阻抗匹配时，即Γ_g＝0，则有

A₀＝v_g，A₁＝0，A₂＝0，

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\frac{v_g}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right].$

进一步，当两个路端口的负载阻抗与两个天线输出阻抗共轭匹配时，即

和

则有

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2[1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^1& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right]$

则端口1和端口2接收电压(即接收功率)为：

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\frac{v_g\left({\mathrm{\Ω}}_T\right)}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2][1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^2& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]$

$=\left[\mathrm{\χ}\right]\·\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]$

其中，矩阵[χ]为近场参数，可精确计算得到。

更进一步，当2个天线为相似元时，有

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\frac{v_g\left({\mathrm{\Ω}}_T\right)}{{[1-{\left|s_{11}\right|}^2]}^2}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{11}\right|}^2& s_{12}{s}_{11}^{*}\\ s_{12}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]$

$=\frac{v_g}{{(1-\mathrm{\α})}^2}\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& \widetilde{\mathrm{\ϵ}}\\ \widetilde{\mathrm{\ϵ}}& \mathrm{\α}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]$

其中，α＝1-|s₁₁|²，

根据本发明实施例提供的上述方法，可以根据移动终端双天线网路参数和天线三维增益参数以及负载、源匹配参数，建立起双天线行为级相关矩阵通用表征模型，为双天线移动终端的性能研究、测试和认证提供保证。

根据本发明实施例，还提供了一种移动终端双天线信道建模装置，该装置用于实现上述移动终端双天线信道建模方法。

图2为根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模装置的结构示意图，如图2所示，根据本发明实施例的移动终端双天线信道建模装置主要包括：场路传输***模型确定模块1、推挽效应模型确定模块3、近场效应及牵引效应确定模块5、b矩阵模型确定模块7和场路行为级模型确定模块9。其中，场路传输***模型确定模块1，用于根据移动终端的双天线的电压增益方向图，确定三端口微波网络的场端口到两个路端口的信道传输参数；推挽效应模型确定模块3，用于根据上述场路传输***模型确定模块1确定的上述信道传输参数，以及上述三端口微波网络的场端口的散射参数和上述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定表征上述双天线对源的推挽效应的上述场端口与信道的耦合系数；近场效应及牵引效应确定模块5，用于根据两个路端口之间的S参数，确定上述双天线间的近场效应，并根据两个路端口负载反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系，以表征上述双天线对负载的牵引效应；b矩阵模型确定模块7，用于根据上述耦合系数、源反射系数参数、上述S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；场路行为级模型确定模块9，用于根据上述b矩阵、上述耦合系数以及上述场端口到两个路端口的上述信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。

为了进一步理解本发明实施例提供的技术方案，下面将基于一种移动终端双天线电磁物理模型以及附图对本发明进行详细说明，其中，图3为本发明实施例中双天线移动终端多天线坐标定义示意图，图4为本发明实施例中双天线移动终端多天线电磁模型图，图5为双天场线路三端口网络信流图，图6为移动终端多天线物理参数的结构示意图。

(一)天线模型

A.物理组成

在本发明实施例中，如图5所示，天线物理模型主要包括以下5个部分：

(1)圆柱+圆锥台导体0

如图6所示，圆柱+圆锥台导体0是一个Z轴方向长度为X0，半径为R0金属圆柱体体和Z轴方向长度为XA0，上半径为RA0、下半径为R0的金属圆锥台体。

(2)主辐射元件1

如图6所示，主辐射元件1为一个外半径为Rpat、内半径为Rpin、Z向厚度为Hpat的圆环型金属贴片结构；以三维坐标系原点为参考点，主辐射元件1下表面位于Z向高度Hrad处，与一个带有螺纹结构的金属圆柱体1.1连接在一起，进而可对主辐射元件1的Z向高度Hrad进行调节。带有螺纹结构的金属圆柱体1.1是一个Z向高度为Hpin、半径为Rpin、侧边上带有螺纹的圆柱体结构，下表平面位于坐标系XY平面上。

(3)副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4

如图6所示，副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4是四个半径为R1、厚度为H1的小金属圆柱，上、下表平面与三维坐标系中XY平面平行，下表平面距离Z＝0平面为H0+Hs；同时，四个小金属圆柱的中心点均匀分布在圆心位于Z坐标轴上且半径为D0的圆上，即各自位于正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，并相互对称。

(4)馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4

如图6所示，馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4是由四根作为馈线的、半径为R0、Z向高度为H0的金属圆柱体，以及四个Z向高度为Hs的50Ω阻抗匹配馈电端口组成；金属圆柱体馈线的下表平面与三维坐标系的XY平面平行，距离为Hs；50Ω阻抗匹配馈电端口一侧位于XY平面上，另一侧位于馈线下表平面；馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4同样是均匀分布在圆心位于Z坐标轴上、半径为D0的圆上，即各自位于正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，相互对称。

(5)天线支架4

如图6所示，天线支架4原型是一个Z向高度为Hw、外半径为Rw、内半径为Rn、材料为聚四氟乙烯(介电常数2.55，电介质损耗角为0.0019)的圆柱环型结构，下表平面位于三维坐标系的Z＝0平面上；同时，在天线支架4内部，在XY平面上，距离原点D0的位置处，挖出了四个半径为R0、Z向高度为Hw的圆柱孔径，同时，四个圆柱孔径各自均匀分布在正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，相互对称。

B.各主要组成部分的连接关系：

(1)圆柱+圆锥台导体实体的连接

圆柱+圆锥台0相互连接在一起的，中心轴在三维坐标系的Z轴上。

(2)辐射单元与馈电单元实体的连接

如图6所示，主辐射单元1实体与带有螺纹结构的金属圆柱体1.1连接在一起，进而可对主辐射元件1的Z向高度Hrad进行调节；也因此需要在主辐射单元贴片上挖出半径为Rpin的圆，并最终形成圆环结构。带有螺纹结构的金属圆柱体1.1的下表平面位于三维坐标系的XY平面上，与圆柱导体0的A部分连接在一起，位于环形的天线支架4中心处；同时，由于其半径小于天线支架4的内环半径，因而在金属圆柱体1.1与天线支架4之间仍留有一个环空间。

如图6所示，副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4的下表平面正好位于天线支架4的上表平面处，同时与馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4中的圆柱馈线上表面相连接。

如图6所示，馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4位于天线支架4内部挖出的四个圆柱孔径中，其中的圆柱型馈线的上表平面与副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4连接在一起，下表平面与50Ω阻抗匹配馈电端口连接在一起，馈电端口另一端则与圆柱导体0的A部分相连接。

如图5所示，天线支架4的下表平面位于XY平面上，同样是与圆柱导体0的A部分相连接。

C.结构尺寸

(1)圆柱导体0

R0＝65.0mm，X0＝40.0mm，RA0＝64mm，XA0＝1.0mm，XA＝10mm，RA0＝53.85mm。

(2)主辐射元件1

Rpat＝46.08mm，Rpin＝18mm，Hpat＝2.25mm，Hrad＝34.85mm，Hpin＝34.85mm

(3)副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4

R1＝7.2mm，H1＝0.3mm，H0＝29.2mm，Hs＝0.8mm，D0＝50mm

(4)馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4

R0＝2.7mm，H0＝29.2mm，Hs＝0.8mm

(5)天线支架4

Hw＝30mm，Rw＝30mm，Rn＝35mm

(二)电磁性能

本实施例通过以下步骤确定电磁性能：通过电磁仿真或者实测，确定移动终端双天线有源天线单元三维增益方向图，根据上述公式，可以得到两个路端口的信道传输参数(S13和S23)。在本实施例中，假设两路端口的负载与天线源阻抗匹配，则天线场端口与信道的耦合系数A₀＝v_g，A₁＝0，A₂＝0；

根据移动终端双天线路端口S参数(S11、S12、S21、S22)电磁以及两个路端口负载反射系数参数(Γ_l1和Γ_l2)仿真或者实测值，确定β矩阵如下：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

其中，

Δ＝[1-(s₁₁+A₁s₁₃)Γ_l1][1-(s₂₂+A₂s₂₃)Γ_l2]-(s₂₁+A₁s₂₃)(s₁₂+A₂s₁₃)Γ_l1Γ_l2

(三)双天线信道模型

为了描述简单，在本实施例中假设无线信道为自由空间信道，即其中

为θ方向、φ方向的单位极化矢量，T为矩阵转置算符，则有：

$s_{23}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)=[G_{2,\mathrm{\θ}}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_2+j{\mathrm{\Φ}}_{2,\mathrm{\θ}}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}+G_{2,\mathrm{\φ}}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_2+j{\mathrm{\Φ}}_{2,\mathrm{\φ}}\left({\mathrm{\Ω}}_r\right)}]$

其中，G_1，θ、G_1，φ分别为天线1的θ、φ分量的电压增益方向图，G_2，θ、G_2，φ分别为天线2的θ、φ分量的电压增益方向图。

本实施例中，由于天线物理结构的对称性，有G_1，θ＝G_2，θ，G_1，φ＝G_2，φ，Φ_1，θ＝Φ_2，θ，Φ_1，φ＝Φ_2，φ，从而有s₁₃＝s₂₃，S₁₂＝s₂₁，S₁₁＝s₂₂。

需要说明的是，在上述实施例中假设两个路端口的负载阻抗与两个天线输出阻抗共轭匹配，虽然以仿真参数为例，但是本发明实施例的方法还可以广泛地应用于仿真或者测试等任何需要模拟移动终端的双天线效应的场合。

根据场端口与信道的耦合系数(A0)以及场路端口传输参数(S13和S23)，即：由电磁仿真结果(表2、表3)，可得到移动终端双天线矩阵s₁₃＝s₂₃，结合表1，考虑共轭匹配条件后，可得到β矩阵。根据β矩阵，可以得到移动终端双天线路端口接收功率。

表1

表2

表3

freq(ghz)	beta11	beta12
0.92	0.712	-0.072-j0.072
1.94	0.945	0.058+j0.091

以上步骤确定的均是计算双天线信道模型需要的参数，本发明实施例对各步执行的顺序不加以限定。

如上所述，借助本发明实施例提供的技术方案，可以根据移动终端双天线网路参数和天线三维增益参数以及负载、源匹配参数，建立起双天线行为级相关矩阵通用表征模型，为双天线移动终端的性能研究、测试和认证提供保证。并且，根据本发明实施例提供的建模方法对环境要求较低、建模得到模型的精度适中，且简便易行。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种移动终端双天线信道建模方法，其特征在于，包括：

根据移动终端的双天线的电压增益方向图，确定三端口微波网络的场端口到两个路端口的信道传输参数；

根据所述信道传输参数，以及所述三端口微波网络的场端口的散射参数和所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定表征所述双天线对源的推挽效应的所述场端口与信道的耦合系数；

根据两个路端口之间的S参数，确定所述双天线间的近场效应，并根据两个路端口负载反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系，以表征所述双天线对负载的牵引效应；

根据所述耦合系数、源反射系数参数、所述S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；

根据所述b矩阵、所述耦合系数以及所述场端口到两个路端口的所述信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，按照以下公式确定所述场端口与信道的耦合系数A0、A1和A2：

A₀＝(1-S₃₃Γ_g)^-1v_g；

A₁＝(1-S₃₃Γ_g)^-1Γ_gS₁₃；

A₂＝(1-S₃₃Γ_g)^-1Γ_gS₂₃；

其中，S₃₃为所述场端口的散射参数，S₁₃和S₂₃为所述场端口到两个路端口的信道传输参数，Γ_g为所述场端口对应外部激励源的反射系数参数。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据以下公式确定所述b矩阵β：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right];$

Δ＝[1-(S₁₁+A₁S₁₃)Γ_l1][1-(S₂₂+A₂S₂₃)Γ_l2]-(S₂₁+A₁S₂₃)(S₁₂+A₂S₁₃)Γ_l1Γ_l2；

其中，S₁₁、S₁₂、S₂₁和S₂₂为两个路端口之间的S参数，Γ_l1和Γ_l2为两个路端口的负载反射系数参数。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，按照以下公式确定两个路端口的接收功率b₁和b₂：

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right]A_0.$

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在场端口的负载阻抗与空间源阻抗匹配时，所述场端口对应外部激励源的反射系数参数Γ_g＝0，则

A₀＝v_g，A₁＝0，A₂＝0；

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right];$

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\frac{v_g}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right].$

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当两个路端口的负载阻抗与两个天线输出阻抗共轭匹配时，即

和

，则

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2[1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^1& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right];$

$\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\end{array}\right]=\frac{v_g\left({\mathrm{\Ω}}_T\right)}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2][1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^2& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right].$

7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，按照以下公式确定所述场端口到两个路端口的信道传输参数S₁₃和S₂₃：

$s_{13}({\mathrm{\Ω}}_R,r_1)={\stackrel{\→}{G}}_1\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-j{\mathrm{kr}}_1+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right);$

$s_{23}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)={\stackrel{\→}{G}}_2\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-j{\mathrm{kr}}_2+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right);$

其中，和

为双天线的电压增益方向图，r₁和r₂为双天线空间坐标矢量，Φ(Ω_R)为双天线的相位方向图，Ω_R为来波入射角，

为无线极化信道单径单位传输系数。

8.一种移动终端双天线信道建模装置，其特征在于，包括：

场路传输***模型确定模块，用于根据移动终端的双天线的电压增益方向图，确定三端口微波网络的场端口到两个路端口的信道传输参数；

推挽效应模型确定模块，用于根据所述场路传输***模型确定模块确定的所述信道传输参数，以及所述三端口微波网络的场端口的散射参数和所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定表征所述双天线对源的推挽效应的所述场端口与信道的耦合系数；

近场效应及牵引效应确定模块，用于根据两个路端口之间的S参数，确定所述双天线间的近场效应，并根据两个路端口负载反射系数参数，确定两个路端口与外部电路的耦合关系，以表征所述双天线对负载的牵引效应；

b矩阵模型确定模块，用于根据所述耦合系数、源反射系数参数、所述S参数以及两个路端口的负载反射系数参数，确定b矩阵；

场路行为级模型确定模块，用于根据所述b矩阵、所述耦合系数以及所述场端口到两个路端口的所述信道传输参数，计算得到两个路端口的接收功率。

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