一种开关升压型直流变换器
技术领域
本发明涉及一种变电升压电路结构,尤其涉及一种能有效减小开关损耗、抑制电磁干扰、实现功率开关器件零电流开通和零电压关断的软开关升压型直流变换器的拓扑电路结构。
背景技术
在电源设备和直流电压变换中常需要将一种较低的直流电压变换为另一种比之高的直流电压。如图1所示,是现有常用的一种升压型DC-DC变换器拓扑结构。该拓扑结构简单,成本低廉,但也存在固有的缺陷,表现为:
如图4所示的传统直流变换器的电压电流波形图,图中线型一为功率开关器件Tb的电压波形Uce,线型二为功率开关器件Tb的电流波形ic,可以看出电压波形Uce的上升沿有高而尖锐的毛刺,即功率开关器件Tb关断时的尖峰电压。如图8所示,是图4所示变换器关断时的波形放大示意图,可以更清楚地看到,功率开关器件Tb关断时电压波形的很高冲击,易形成电磁干扰;且它与电流波形ic有一个约200nS的重叠角,这便构成了开关关断时的功率损耗;如图6所示,是图4所示变换器开通时的波形放大示意图,从图中所示可以清楚地看出开通时电压波形Uce下降很快,而电流波形ic也较快上升,两者的重叠角很低(约50nS,图6的定标为200nS/div),由此引起的功率开关器件开通损耗虽然不大,但也不可忽视,如何寻求更低的开通功耗,是本行业技术人员试图突破的一个重要问题。
发明内容
鉴于上述现有技术存在的缺陷,本发明的目的旨在提出一种开关升压型直流变换器,以求降低变换器开通与关断两种变化状态下的尖峰电压,以及由此引起的电磁干扰和功率损耗。
本发明的上述目的,将通过以下技术方案得以实现:
一种开关升压型直流变换器,所述变换器的输入侧为直流电源Ed,所述直流电源的正极端与电感Lb的一端相连,而其负极端与功率开关器件Tb的发射极、二极管Db的阳极、电容Co的负极和负载R的一端相接于接点A,所述电感Lb的另一端与二极管De的阳极、二极管Db的阴极和功率开关器件Tb的集电极相接于接点B,所述二极管De的阴极与电容Co的正极和负载R的另一端相接于接点C,其特征在于:所述变换器于接点BC之间相对二极管De连接有电容Cr及二极管Dd的串联电路,并于二极管Dd的阳极接点D与接点B之间相对电容Cr连接有二极管Da、电感Lr和二极管Dc的串联电路,且二极管Da的阴极接点E与接点A之间连有电容Cs,所述电容Cs的一端与接点E相连,另一端与接点A对应相连。
本发明软开关升压型直流变换器的拓扑电路结构的应用,其突出效果为:
直流电压源Ed通过本发明拓扑结构变换后,在其输出电压得到提高的同时,功率开关器件Tb关断时其集电极与发射极间的电压Uce得到有效抑制(不会冲得很高),从而有效抑制了电磁干扰;同时极大缩小了集电极与发射极间的电压Uce与电流ic的重叠角,从而有效降低了功率开关器件Tb关断与开通时的功率损耗。
附图说明
图1为传统升压型DC-DC变换器的电路拓扑结构;
图2为本发明升压型DC-DC变换器的电路拓扑结构;
图3a~图3f为本发明升压型DC-DC变换器的工作模态示意图;
图4为传统升压型DC-DC变换器的电压电流波形示意图;
图5为本发明升压型DC-DC变换器的电压电流波形示意图;
图6为变换器开通时图4所示电压电流波形的局部放大示意图;
图7为变换器开通时图5所示电压电流波形的局部放大示意图;
图8为变换器关断时图4所示电压电流波形的局部放大示意图;
图9为变换器关断时图5所示电压电流波形的局部放大示意图。
上述图4至图9中,线型一为功率开关器件Tb的电压波形Uce,线型二为功率开关器件Tb的电流波形ic。
具体实施方式
以下便结合实施例附图,对本发明的具体实施方式作进一步的详述,以使本发明技术方案更易于理解、掌握。
电路拓扑结构介绍
本发明开关升压型直流变压器的较佳实施例,其拓扑结构示意图如图2所示:
一种开关升压型直流变换器,所述变换器的输入侧为直流电源Ed,所述直流电源的正极端与电感Lb的一端相连,而其负极端与功率开关器件Tb的发射极、二极管Db的阳极、电容Co的负极和负载R的一端相接于接点A,所述电感Lb的另一端与二极管De的阳极、二极管Db的阴极和功率开关器件Tb的集电极相接于接点B,所述二极管De的阴极与电容Co的正极和负载R的另一端相接于接点C,其特征在于:所述变换器于接点BC之间相对二极管De连接有电容Cr及二极管Dd的串联电路,并于二极管Dd的阳极接点D与接点B之间相对电容Cr连接有二极管Da、电感Lr和二极管Dc的串联电路,且二极管Da的阴极接点E与接点A之间连有电容Cs,所述电容Cs的一端与接点E相连,另一端与接点A对应相连。
下面分析变换器的工作过程,其中功率开关器件Tb用开关表示,以其六个模态的过程阐述(分别对应图3a至图3f),使其原理更易于理解:
模态a:假定图2所示的电路拓扑结构为初始状态(如图3a所示的开关打开),即功率开关器件Tb为关断状态,且电容Cs上带有上“+”、下“-”的电荷,负载电流iR从直流电源Ed的“+”端经电感Lb、二极管De、负载R回到直流电源Ed的“-”端。
如图3b所示的模态b:当功率开关器件Tb开通时,电容Cs经电感Lr、二极管Dc、电容Cr、功率开关器件Tb给电容Cr充电(即Cs、Lr、Cr间发生谐振),由于电感Lr的存在,该充电电流只能从零开始增大,电感Lr的反电势方向为左“+”右“-”。另外,由于电感Lb的存在,所以功率开关器件Tb的电流总体上还是从零开始增大,从而实现零电流开通(ZCS)。电容Co给负载R继续供电。
如图3c所示的模态c:随着电容Cs的放电,电容Cs上的电荷释放完毕。此时电感Lr的反电势改变方向(右“+”左“-”),电感Lr与电容Cr继续谐振,电感Lr给电容Cr继续充电,且电流慢慢减小直至为零。电容Co给负载R继续供电。
如图3d所示的模态d:当Lr的放电电流减到零时,电感Lr与电容Cr的谐振停止,直流电源Ed继续经功率开关器件Tb向电感Lb充电,电容Co继续为负载R供电。
如图3e所示的模态e:当功率开关器件Tb关断时,电感Lb的反电势改变方向,左“-”右“+”,电感Lb与直流电源Ed串联后通过二极管Da向电容Cs充电,电容Co继续为负载R供电。
如图3f所示的模态f:当电容Cs的电压与电容Cr的电压之和大于电容Co的端电压时,直流电源Ed、电感Lb、电容Cr串联后向电容Co和负载R放电,直至电容Cr的端电压为零;当电容Cr的端电压为零时,二极管De正向开通,直流电源Ed、电感Lb串联后经De继续向电容Co和负载R放电,变换器的状态回到了模态a。
分析与比较
如图4所示为传统DC-DC变换器的电压电流波形,图中线型一为Tb的Uce,线型二为Tb的ic,其缺陷已于背景技术中予以详细介绍,兹不予赘述(如图6和图8所示)。
如图5所示为本发明DC-DC变换器的电压电流波形,图中线型一为功率开关器件Tb的发射机与集电极电压波形Uce,线型二为功率开关器件Tb的电流波形ic,可以看出电压波形(线型一)的上升沿(尖峰毛刺)明显得到抑制。如图9所示是该电压电流波形关断时的放大示意图,可以更清楚地看出,关断时电压波形(线型一)是徐徐地上升,它造成的电磁干扰是很小的;它和电流波形(线型二)的重叠角很低,由此引起的功率开关器件Tb关断损耗很小。
如图7所示,其为本发明DC-DC变换器开通时电压电流波形的局部放大,可以清楚地看出,开通时电压波形(线型一)下降也很快,而电流波形(线型二)则较图6上升得慢,其重叠角较图6所示更窄(约25nS,图7的时间定标为100nS/div),由此引起的功率开关器件开通损耗则更小。
由此,直流电压源Ed通过本发明拓扑结构变换后,在其输出电压得到提高的同时,功率开关器件Tb关断时其集电极与发射极间的电压Uce得到有效抑制(不会冲得很高),从而有效抑制了电磁干扰;同时极大缩小了集电极与发射极间的电压Uce与电流ic的重叠角,从而有效降低了功率开关器件Tb关断与开通时的功率损耗。
综上基于实施例的电路拓扑结构、工作原理分析及效果比对,其目的旨在让本领域技术人员能够了解本发明的内容并据以实施,并不能以此限制本发明的保护范围,故凡基于上述本发明电路拓扑结构及其精神实质,通过简单的结构变换或等效替换所形成的技术方案,均应视为涵盖于本发明的保护范围之内。