CN101998459B - 一种单音场强测量方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种单音场强测量方法，包括：将射频单音信号转换为I路和Q路模拟基带信号；将I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号；对I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；对单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。本发明还提供一种单音场强测量装置。本发明所述方法和装置，具有功耗低、体积小、成本低的优点。

Description

一种单音场强测量方法与装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信***，尤其涉及一种单音场强测量方法与装置。

背景技术

在无线网络前期规划中，常采用车载单音发射机模拟手机进行发射，用单音场强测量接收机模拟基站接收，以获取各个无线信道的路损。单音场强测量接收机被普遍用在无线网络规划过程中，进行路损测量。根据实际情况，单音场强测量接收机必须具备以下特性：

1.由于前期规划中，基站的位置需要预估，模拟布网的站点往往缺乏设施完备的接收机安装环境，所以要求单音场强测量接收机体积小，便于携带、安装和拆卸。

2.单音场强接收机安装环境需要预估，无法用交流电供电，需要电池供电，并且一次模拟布网后，需要多次观测，观测过程中单音场强测量接收机无法频繁拆下充电，需长时间待机，这要求低功耗。

3.要求比基站更高的灵敏度。

现有的单音场强测量接收机普遍采用超外差二次下变频方式。图1所示为现有超外差二次下变频单音场强测量接收机的实现框图，信号经天线进入低噪声放大器，经镜像抑制滤波器滤波后进行第一次下变频，再经中频放大，进入高速ADC(模拟数字转换器)进行采样，将模拟中频信号转换为数字中频信号，再由数字处理芯片(现场可编程门阵列FPGA或者数字信号处理DSP)将数字中频信号进行第二次下变频，变成数字基带信号后进行FFT(快速傅立叶变换)和功率谱积分，得出单音场强。该方案中，第一次下变频过程中必然带来镜像干扰，为抑制镜像干扰，需要在进行第一次下变频前加入带通镜像抑制滤波器对信号进行滤波，为使镜像抑制滤波器更好地工作，第一次下变频后的频率不能过低)，一般至少为几十兆赫兹以上，否则将导致镜像抑制滤波器带宽过窄，Q值过高，不易实现。

上述单音场强测量接收机沿用的是调制信号接收机的方案，有以下缺点：

1.电路体积大，不易集成。该接收机中必须加入带通镜像抑制滤波器，造成电路复杂，并且该滤波器随工作信号频率变化而变化，没有通用性，不易集成；另外，较高的中频频率对后级的ADC和数字处理芯片(FPGA或DSP)要求高，要求ADC采样位数大，采样速度高，要求数字处理芯片有更快的处理速度，从而带来ADC和数字处理芯片的大体积。

2.功耗大。ADC以及数字处理芯片过高的采样速度和处理能力，必然带来器件的大功耗。

3.成本高。高性能的ADC和数字处理芯片，必然带来高成本。

综上所述，现有技术中采用超外差二次下变频接收机进行单音场强测量，尽管灵敏度较高，但是体积大，功耗大，难于满足无线网络前期规划的实际需求。为高效率，低成本进行无线网络规划，需设计出高灵敏度、小体积、低功耗，低成本的单音场强测量接收机。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种单音场强测量方法和装置，具有灵敏度高，体积小，功耗低的优点。

为了解决上述问题，本发明提供了一种单音场强测量方法，包括：

一次下变频步骤，将射频单音信号转换为I路和Q路模拟基带信号；

模数转换步骤，将所述I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号；

二次下变频步骤，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；

场强计算步骤，对所述单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述一次下变频步骤中，将所述射频单音信号转换为超低频的I路和Q路模拟基带信号，所述超低频是指处于10kHz～1000KHz之间的频率。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述模数转换步骤具体包括：将所述I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波，再进行可变增益放大后，使用大于2MHZ的采样速率对I路和Q路模拟基带信号进行采样得到I路和Q路数字基带信号。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述二次下变频步骤中，使用一正交交织结构进行二次下变频和镜频干扰抑制。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述二次下变频步骤中，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频后得到的所述单音基带信号为零频单音基带信号。

本发明还提供了一种单音场强测量装置，包括：

一次下变频模块，用于将射频单音信号转换为I路和Q路模拟基带信号；

模数转换模块，用于将所述I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号；

二次下变频模块，用于对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；

场强计算模块，用于对所述单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述一次下变频模块，用于将所述射频单音信号转换为超低频的I路和Q路模拟基带信号，所述超低频是指处于10kHz～1000KHz之间的频率。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述模数转换模块进一步包括低通滤波器、可变增益放大器和模数转换器，其中：

所述低通滤波器，用于将所述I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波；

所述可变增益放大器，用于将所述低通滤波后的I路和Q路模拟基带信号进行可变增益放大；

所述模数转换器，用于对进行可变增益放大后的I路和Q路模拟基带信号使用大于2MHZ的采样速率进行采样得到I路和Q路数字基带信号。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述二次下变频模块为一正交交织结构。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述二次下变频模块，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频后得到的所述单音基带信号为零频单音基带信号。

本发明能达到和现有技术同等的灵敏度，然而，由于实现原理上的区别，本发明和现有技术相比，有如下优点：

1.减小了体积。本发明在第一次下变频前无需镜频抑制滤波器，简化了电路；并且，第一次变频变到超低的频率(100KHz)，降低了对ADC的采样速度和采样位数的要求，可以将ADC和IQ调制器等集成在一个芯片中，减小了体积。此外，超低频的数字基带信号，还降低了ADC后数字处理芯片的处理能力要求，这也减小了数字处理器的体积。

2.降低了功耗。本发明对ADC采样速度和采样位数要求降低了，这必然降低ADC的功耗。并且，数字信号速率的降低，同时也降低了对后级数字处理器的要求，在减小体积的同时，也降低了功耗。

3.降低了成本。对ADC采样速度和采样位数要求的降低、对后级数字处理芯片处理能力要求的降低，必然带来成本的降低。

附图说明

图1是现有超外差二次变频接收机框图；

图2是本发明单音场强测量测量方法流程图；

图3是本发明单音场强测量接收机框图；

图4是本发明一应用实例单音场强测量接收机框图；

图5是本发明中使用的正交Weaver结构框图。

具体实施方式

本发明的核心思想是：首先将射频单音信号转换为超低频I路和Q路(即相互正交的两路)模拟基带信号，然后将超低频I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号，再对I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到零频基带信号，下变频过程中，在数字域进行镜像抑制，对零频基带信号进行处理得到射频单音信号场强。

如图2所示，本发明提出的单音场强测量方法包括：

步骤210：一次下变频步骤，将射频单音信号转换为超低频I路和Q路模拟基带信号；所述超低频是指处于10kHz～1000KHz频率范围的频率；

射频单音信号经低噪声放大器放大后，进入IQ调制器下变频到超低频(比如为100KHz)的单音基带信号，得到I路和Q路模拟基带信号。

步骤220：模数转换步骤，将I路和Q路模拟基带信号分别转换为I路和Q路数字基带信号；

具体包括：对I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波，再进行采样得到I路和Q路数字基带信号。其中，对I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波后，可根据输入信号强弱的情况，进行可变增益放大，然后再进入ADC进行采样。

采样时，采样速率一般大于2MHz即可。

步骤230：二次下变频步骤，将I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制。

其中，二次下变频得到的单音基带信号其频率可为零频，也可为不大于1KHz的其他频率。

其中，使用一正交Weaver(交织)结构实现二次下变频。

由于信号在第一次下变频时已经分成了IQ两路，因此在二次下变频过程中，可以采用正交Weaver(交织)结构在数字域消除镜频干扰。也可采用其他结构进行镜频干扰滤除，本发明对此不作限定。

由于是单音数字基带信号，因此二次下变频的过程，剔除了本振泄漏和射频信号自混频造成的直流分量(DC OFFSET)。

步骤240，对单音基带信号进行FFT谱峰搜索，搜索到谱峰后，在谱峰处进行功率谱积分，获得射频单音信号场强值。

图3所示是本发明单音场强测量装置框图，包括：一次下变频模块、模数转换模块、二次下变频模块和场强计算模块，其中：

所述一次下变频模块，用于将射频单音信号转换为超低频I路和Q路模拟基带信号，输出至模数转换模块；所述超低频是指处于10kHz～1000KHz之间的频率；

所述模数转换模块，用于将I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号，输出至二次下变频模块；

所述二次下变频模块，用于对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；

所述场强计算模块，用于对所述单音基带信号进行处理，获得射频单音信号的场强，具体是指，对所述单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。

进一步地，所述一次下变频模块包括低噪声放大器和IQ调制器。

进一步地，所述模数转换模块包括低通滤波器、可变增益放大器和模数转换器，其中：

所述低通滤波器，用于将所述I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波；

所述可变增益放大器，用于将低通滤波后的I路和Q路模拟基带信号进行可变增益放大；

所述模数转换器，用于对进行可变增益放大后的I路和Q路模拟基带信号使用大于2MHz的采样速率进行采样，得到I路和Q路数字基带信号。

进一步地，所述二次下变频模块为一正交Weaver结构。所述正交Weaver结构包括第一混频器、第二混频器、第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三混频器和第四混频器，其中，第一混频器、第一低通滤波器、第三混频器依次相连，第二混频器、第二低通滤波器、第四混频器依次相连，第一混频器和第二混频器正交，第三混频器和第四混频器正交，第一混频器和第二混频器的本振信号频率ω_LO1与第三混频器和第四混频器的本振信号频率ω_LO2之差为I路和Q路数字基带信号频率。

进一步地，所述二次下变频模块对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频后得到的所述单音基带信号为零频单音基带信号。

进一步地，为适应多速率数字信号处理，所述二次下变频模块还包括一数据降速抽取器，用于对I路和Q路数字基带信号进行N倍抽取，N为正整数。

所述数据降速抽取器可使用FPGA实现。所述二次下变频模块(除数据降速抽取器外)和场强计算模块使用DSP实现。

图4所示为本发明一单音场强测量装置应用实例。该单音场强测量装置包括IQ调制器、低通滤波器、可变增益放大器、ADC(模数转换器)和数据降速抽取器(由FPGA实现)、二次下变频模块和场强计算模块，其中：

射频单音信号由天线口进入，经低噪放放大后，转换为差分信号，进入IQ调制器下变频为100kHz的超低频的单音基带信号。

单音基带信号分为IQ两路，由低通滤波器进行低通滤波后进入可变增益放大器进行放大，放大倍数由输入信号强弱决定。放大后的信号进入双路ADC进行基带采样。低通滤波器的通带带宽为720KHz，该带宽比基带信号频率100KHz高，原因是可以在不同的应用环境下，在720KHz范围内自由选取基带信号频率，以达到最佳状态。

ADC的采样速率为6.5MSPS，相对于720KHz的采样前低通滤波器来说，6.5MSPS的采样速率远远满足Nquist采样准则，并且有6倍过采样效果，能有效降低信号噪声。

上述这些这些射频功能可以用一颗集成芯片和少数***器件实现，结构简单，功耗低，体积小，成本低。

信号经ADC后，变为数字基带信号，为和本装置后级所使用的DSP处理速率相匹配，数字基带信号先进入FPGA进行4倍抽取(或者8倍抽取，可以根据需要而定)，数据数率由6.5MSPSz降为1.625MSPS，抽取后的基带信号进入DSP进行二次下变频并利用Weaver(交织)结构抑制镜像干扰。

正交Weaver结构采用两个混频用的乘法器，实现上比较简单，具体结构如图5所示，包括第一混频器、第二混频器、第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三混频器和第四混频器，其中，第一混频器、第一低通滤波器、第三混频器依次相连，第二混频器、第二低通滤波器、第四混频器依次相连，第一混频器和第二混频器正交，第三混频器和第四混频器正交。

在本发明中，取高本振，即本振比射频信号高，且令w_LO1-w_LO2＝w_RF，其中，ω_LO1是第一混频器和第二混频器的本振，ω_LO2是第三混频器和第四混频器的本振；即在Weaver结构中，取第二次混频的本振w_LO2＝w_LO1-w_RF＝w_IF，则有输出为零中频，且对镜频进行了有效抑制。同时IQ调制器产生的直流偏移(DC Offset)在Weaver结构的第一次混频后搬移到ω_LO1，被后面的低通滤波器滤除。

镜像信号的抑制过程如下：设射频输入信号为v_RF(t)＝V_RFcos(ω_RF+w₀)t，镜像干扰信号为v_im(t)＝V_imcos(ω_RF+2w_IF+w_im)t。第一次混频取ω_LO1＝ω_RF+ω_IF，第二次下变频取w_LO2＝w_IF。输入信号与两个正交的本振信号cosω_LO1t与sinω_LO1t相乘(即混频)并通过低通滤波器后，滤除了和频分量，则图中A点处的v_A(t)和B点处的v_B(t)分别为：

$v_A\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}-{\mathrm{\ω}}_0)t+\frac{V_{\mathrm{im}}}{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{im}})t$

$v_B\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}-{\mathrm{\ω}}_0)t-\frac{V_{\mathrm{im}}}{2}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{im}})t$

再经第二次下变频后

$v_C\left(t\right)=v_A\left(t\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}2}t$

$=\frac{V_{\mathrm{RF}}}{4}\cos w_{0}t+\frac{V_{\mathrm{im}}}{4}\cos w_{\mathrm{im}}t+\frac{V_{\mathrm{RF}}}{4}\cos ({2w}_{\mathrm{IF}}-w_0)t+\frac{V_{\mathrm{im}}}{4}\cos ({2w}_{\mathrm{IF}}+w_{\mathrm{im}})t$

$v_D\left(t\right)=v_B\left(t\right)\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}2}t$

$=\frac{V_{\mathrm{RF}}}{4}\cos w_{0}t-\frac{V_{\mathrm{im}}}{4}\cos w_{\mathrm{im}}t-\frac{V_{\mathrm{RF}}}{4}\cos ({2w}_{\mathrm{IF}}-w_0)t+\frac{V_{\mathrm{im}}}{4}\cos ({2w}_{\mathrm{IF}}+w_{\mathrm{im}})t$

相加输出为

$v_E\left(t\right)=v_C\left(t\right)+v_D\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2}\cos w_{0}t+\frac{V_{\mathrm{im}}}{2}\cos ({2w}_{\mathrm{IF}}+w_{\mathrm{im}})t$

后级低通滤波器滤除和频分量后，则只剩下射频信号变到基带后的频率成分，第一次下变频时产生的镜频被抑制了。

最后，对零频单音基带信号进行FFT谱峰搜索，由于接收机的本振信号频率不一定严格准确、同时射频输入信号的频率也不一定严格准确，因此二次下变频后单音信号不一定是严格的零频，而是有一定误差，因此必须进行FFT谱峰搜索，而不是简单地在零频点进行功率计算。本装置FFT进行谱峰搜索的带宽为18KHz。搜索到谱峰后，在谱峰处进行功率谱积分，积分带宽为1kHz，从而获得单音信号场强值。此外，谱峰搜索的带宽设置远小于ω_LO1，不在谱峰搜索范围之内，即使Weaver结构中的低通滤波器对混频到ω_LO1处的直流偏移DC offset抑制不足，也不影响本装置的灵敏度，也降低了对滤波器的要求。

本发明所述方法和装置，与现有技术相比，有如下区别：

1、第一次下变频的区别。本发明的第一次下变频过程中，分为IQ两路，下变频直接变换到超低频(100KHz)，而现有技术的第一次下变频不分IQ两路，变换到一个较高的频率(至少几十兆赫兹)。

2.镜频干扰抑制手段的区别。本发明在第一次下变频过程中信号已经分为了IQ两路，经ADC变换后输出的是IQ两路数字基带信号，这样可以在数字域去除镜频干扰，无需在第一次下变频的前面使用镜频抑制滤波器。

本发明能达到和现有技术同等的灵敏度，然而，由于实现原理上的区别，本发明和现有技术相比，有如下优点：

1.减小了体积。本发明在第一次下变频前无需镜频抑制滤波器，简化了电路；并且，第一次变频变到超低的频率(100KHz)，降低了对ADC的采样速度和采样位数的要求，可以将ADC和IQ调制器等集成在一个芯片中，减小了体积。此外，超低频的数字基带信号，还降低了ADC后数字处理芯片的处理能力要求，也减小了数字处理器的体积。

2.降低了功耗。本发明对ADC采样速度和采样位数要求降低，这必然降低ADC的功耗。并且，数字信号速率的降低，同时也降低了后级数字处理器的要求，在减小体积的同时，也降低了功耗。

3.降低了成本。对ADC采样速度和采样位数要求的降低，对后级数字处理芯片处理能力要求的降低，从而带来成本的降低。

Claims (8)

1.一种单音场强测量方法，其特征在于，包括：

一次下变频步骤，将射频单音信号转换为超低频的I路和Q路模拟基带信号，所述超低频是指处于10kHz～1000KHz之间的频率；

模数转换步骤，将所述I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号；

二次下变频步骤，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；

场强计算步骤，对所述单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述模数转换步骤具体包括：将所述I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波，再进行可变增益放大后，使用大于2MHZ的采样速率对I路和Q路模拟基带信号进行采样得到I路和Q路数字基带信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述二次下变频步骤中，使用一正交交织结构进行二次下变频和镜频干扰抑制。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述二次下变频步骤中，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频后得到的所述单音基带信号为零频单音基带信号。

5.一种单音场强测量装置，其特征在于，包括：

一次下变频模块，用于将射频单音信号转换为超低频的I路和Q路模拟基带信号，所述超低频是指处于10kHz～1000KHz之间的频率；

模数转换模块，用于将所述I路和Q路模拟基带信号转换为I路和Q路数字基带信号；

二次下变频模块，用于对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频，得到单音基带信号，其中，二次下变频过程中，还在数字域进行镜频干扰抑制；

场强计算模块，用于对所述单音基带信号进行快速傅立叶变换谱峰搜索，在谱峰处进行功率谱积分，得到射频单音信号场强。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述模数转换模块进一步包括低通滤波器、可变增益放大器和模数转换器，其中：

所述低通滤波器，用于将所述I路和Q路模拟基带信号进行低通滤波；

所述可变增益放大器，用于将所述低通滤波后的I路和Q路模拟基带信号进行可变增益放大；

所述模数转换器，用于对进行可变增益放大后的I路和Q路模拟基带信号使用大于2MHZ的采样速率进行采样得到I路和Q路数字基带信号。

7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述二次下变频模块为一正交交织结构。

8.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述二次下变频模块，对所述I路和Q路数字基带信号进行二次下变频后得到的所述单音基带信号为零频单音基带信号。

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