CN101989816A - 一种高压变频装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高压变频装置，该装置包括移相变压器和3n个功率单元，每n个功率单元串联构成一相，三相星型相连后输出给负载设备，n为正整数，所述移相变压器的次级接向所述的3n个功率单元并向每个功率单元的第一级电路供电；所述每个功率单元为两级电路构成的交-交转换电路，第一级电路是由可关断半导体功率器件构成的三相全桥，第二级电路是由可关断半导体功率器件构成的逆变桥，所述第一级电路的两个输出端子仅与第二级电路的两个输入端子对应连接。本发明实施例提供的高压变频装置，成本更低、更加环保、性能更加稳定，而且体积和重量更小。

Description

一种高压变频装置
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种高压变频装置。
背景技术
在工业领域，需要经常使用功率在几百千瓦或以上的大功率电机来进行设备驱动。对于这些大功率电机，由于其输出功率较高，因此通常采用提高额定电压(比如采用3KV、6KV或10KV的额定电压)的方式来降低其工作电流。所述大功率电机一般使用高压变频装置进行驱动，从而可以进行电机的速率调整以在需要时实现节省能源的目的，或达到对电机所驱动的设备进行控制的要求。
对于普通的变频电源，由于其使用的电力电子器件的耐压等级和能够承受的电流受到相当的限制，无法对高电压进行操作，因此目前一般使用级联式H桥高压变频装置对输入电压进行调制，如图1所示，6KV高压变频装置由15个功率单元组成，每5个功率单元串联构成一相，每相输出电压为3450V；三相星形连接，且每相的输出端连接到电机进行供电，叠加后的线电压为6KV，从而能够实现高电压输出，满足大功率电机额定输入电压的要求。
其中，每个功率单元为一个整流逆变装置，能够实现三相交流输入和单相交流输出。虽然每个功率单元的设计和加工都相当复杂，但大规模制造后成本能够得到很好的控制，又由于每个功率单元完全相同，因此这种功率单元具有模块化和可替换的优点，对于不同额定输入电压的电机，只需采用不同数量的功率单元按照图1所示的方法进行串联组合，就能够满足对它们进行驱动的要求。
本领域技术人员容易理解，图1所示仅为高压变频装置的原理示意图，在实际的电路结构中，高压变频装置由移相变压器和图1中所示的多个功率单元共同组成，其电路结构示意图如图2所示，其中包括：
移相变压器210和3n个功率单元220，每相对应的功率单元为n个，n为大于等于1的正整数；
移相变压器210为星型·三角延边式或Z型连接式变压器，其原边绕组连接三相电(例如图1所示的线电压为6KV的输入电压)；移相变压器210的副边包含与功率单元220个数相等的绕组(通常称为低压隔离绕组)——即移相变压器210的副边包含3n个低压隔离绕组。
每个功率单元220的输入端连接一个低压隔离绕组，且每一相电压分别对应功率单元220的一个输入端；功率单元220进一步由高压二极管三相全桥221、电解电容223和绝缘栅双极型晶体管(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)逆变桥222组成，其中高压二极管三相全桥221和IGBT逆变桥222的具体结构均为现有成熟技术，此外，通过调整移相变压器的移相角设计消除输入到各功率单元中的低次谐波的具体方法也为现有成熟技术，不再详细介绍。
通过图2所示的电路结构，原边侧输入的三相交流电首先通过高压二极管三相全桥221被整流转化成为直流电，之后通过控制IGBT逆变桥222中四个IGBT管的栅极进行开启和关断操作，能够将直流电再次转化成指定频率和电压的交流电，从而实现将电能从原边侧向负载侧的传递。
随着电力***、电机设备以及环保节能技术的发展，许多场合下——比如需要快速停止的电机应用场合，或者工程机械中的制动力能量回收***等，都要求***中的功率单元不仅能够工作在驱动模式下，还要能够工作在反向的再生模式下。在再生模式下，功率单元接收负载侧反馈的电能，并将其传送到电网侧(即移相变压器原边侧)进行储存，从而能够更有效地利用和节省能源。在这种情况下，虽然图2所示的电路结构能够实现大功率电机的驱动，但是却无法满足再生模式的工作要求，由图2容易发现，由于高压二极管三相全桥221中的二极管的单向导通特性，使得该电路结构下，负载侧无法反馈电流并反向通过二极管，进而将反馈能量传送给原边绕组，因而功率单元只能够工作在驱动模式下，这就极大地限制了图2所示的高压变频装置的应用范围。
为了使高压变频装置能够不仅工作在驱动模式，而且还能够工作在再生模式下，目前广泛采用的解决方案是采用如图3所示的功率单元进行实现，图3所示的功率单元通常被称为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulated，PWM)整流逆变电路，该电路的三个输入端子分别连接通过移相变压器副边绕组输入的三相交流电，该电路具体包括：
IGBT三相全桥310、电解电容330和IGBT逆变桥320；其中，IGBT三相全桥310与图2所示的高压二极管三相全桥221的区别仅在于：将高压二极管三相全桥221中每个桥臂上的两个二极管分别替换成图3所示的IGBT管。此外，高压二极管三相全桥221中每个桥臂分别连接输入端子输入的相电压，而IGBT三相全桥310中每个桥臂则进一步通过一个电感连接到输入端子输入的相电压上，电感一般为毫亨级。电解电容和IGBT逆变桥则均与图2中的电解电容和IGBT逆变桥完全相同。
由于每个IGBT管均为一个开关元件，因此通过控制IGBT三相全桥310中每个桥臂上的IGBT管的开启和关断，就可以将输入的三相交流电整流成为直流电，然后再通过IGBT逆变桥320将整流后的直流电转变为单相交流电输入给负载。由于IGBT逆变桥320与图2中的IGBT逆变桥222结构完全相同，具体控制方法也为现有成熟技术且其控制方式多种多样，限于篇幅此处不再一一详细介绍。
由于IGBT管的双向导通特性，因此采用图3所示的功率单元与移相变压器所构成的高压变频装置，不仅能够实现对负载的驱动，还能够进一步接收负载侧向电网侧反馈的电能，从而既能够工作在驱动模式下，又能够工作在再生模式下。
但是，这种高压变频装置仍然具有一定缺陷。图3所示的功率单元中，IGBT三相全桥的每相输入端均连接有数值较大的电感，同时，与IGBT三相全桥和IGBT逆变桥并联的电解电容的电容值也较高，而在目前的电力电子器件制造工艺中，大电感和大电容不仅造价昂贵，而且体积和重量都较大，因此不适合目前高压变频装置小型化和轻型化的发展方向，应用范围受到较大局限；此外，电解电容的使用寿命一般只能达到5至6年，一旦超过使用寿命，其实际电容值就会迅速下降从而无法继续使用，但是更换起来又相当不便。再者，电解电容使用的电解质溶液由于含有重金属，很容易对环境造成污染。
发明内容
本发明的目的在于提出一种高压变频装置，体积重量较小、成本更低、性能稳定且更加环保。
为了实现上述目的，本发明提出一种高压变频装置，该装置包括移相变压器和3n个功率单元，每n个功率单元串联构成一相，n为正整数；所述移相变压器的次级接向所述的3n个功率单元并向每个功率单元的第一级电路供电；所述每个功率单元为两级电路构成的交-交变换电路，第一级电路是由可关断半导体功率器件构成的三相全桥，第二级电路是由可关断半导体功率器件构成的逆变桥，所述第一级电路的两个输出端子仅与第二级电路的两个输入端子对应连接。
所述功率单元的第一级电路与对应于移相变压器的副边绕组间进一步包括三组输入滤波电感和三组输入滤波电容，所述每组输入滤波电感由一个或多个电感的串、并联构成，每组输入滤波电容由一个或多个电容的串、并联构成。
所述每组输入滤波电感对应一相，所述各组输入滤波电容的其中一端相连，且每组输入滤波电容的另一端分别对应连接一相；或者，所述每组输入滤波电感对应一相，且每两相之间连接一组输入滤波电容。
所述每组输入滤波电感的电感量小于1毫亨。
所述每组输入滤波电容为100微法以下的无极性电容。
所述可关断半导体功率器件为：IGBT管、功率场效应管或门级可关断功率晶闸管。
所述移相变压器为星型·三角延边式或Z型连接式变压器。
由上述技术方案可以看出，本发明提供的高压变频装置，通过将功率单元中的第一级电路输出端子与第二级电路输入端子相连，实现了对驱动模式和再生模式的支持，同时，通过移相变压器对各功率单元的移相角进行设置，能够减小甚至抵消输入到功率单元的电流中的低次谐波并提高输入功率因数，从而提高了多个功率单元级联形成的电路的响应速度。由于电路中不再应用大电容值的电解电容和大电感值的电感，因此成本更低、更加环保、性能更加稳定，而且体积和重量更小。
附图说明
下面将通过参照附图详细描述本发明的优选实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其它特征和优点，相同的标号表示相同的部件，附图中：
图1是现有技术中高压变频装置的原理示意图；
图2是现有技术中高压变频装置的电路结构示意图；
图3是现有技术中PWM整流逆变电路的结构示意图；
图4是本发明实施例中电压变换装置的电路结构示意图；
图5是本发明实施例中高压变频装置的电路结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明首先提供一种电压变换装置，图4是本发明实施例的电压变换装置的电路结构示意图。如图4所示，该电压变换装置包括两级电路，其中第一级电路为IGBT三相全桥410，第二级电路为IGBT逆变桥420。IGBT三相全桥410的两个输出端子仅与IGBT逆变桥420的两个输入端子对应连接；IGBT三相全桥410与图3中的IGBT三相全桥310完全相同，IGBT逆变桥420则与图2中的IGBT逆变桥222以及图3中的IGBT逆变桥320完全相同。
IGBT三相全桥410包含6个IGBT管，分别为IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT6。其中，IGBT1的源极S极与IGBT2的漏极D极相连，IGBT3的S极与IGBT4的D极相连，IGBT5的S极与IGBT6的D极相连；IGBT1、IGBT3和IGBT5的D极相连，IGBT2、IGBT4和IGBT6的S极相连。
IGBT1的S极和IGBT2的D极相连作为电压变换装置的一个输入端子，IGBT3的S极和IGBT4的D极相连作为电压变换装置的另一个输入端子，IGBT5的S极和IGBT6的D极相连作为电压变换装置的第三个输入端子。
IGBT逆变桥420包含4个IGBT管，分别为IGBT7、IGBT8、IGBT9、IGBT10。其中，IGBT7的S极与IGBT8的D极相连形成电压变换装置的第一输出端，IGBT9的S极与IGBT10的D极相连形成电压变换装置的第二输出端。IGBT7和IGBT9的D极相连，IGBT8和IGBT10的S极相连。同时，IGBT1、IGBT3、IGBT5、IGBT7和IGBT9的D极相连，IGBT2、IGBT4、IGBT6、IGBT8和IGBT10的S极相连。
IGBT三相全桥410的工作模式与高压二极管三相全桥221基本一致：通过选择将三相输入电压中线电压最大的两个IGBT管导通，形成功率的双向通道。例如，在图4中，当输入侧AB间的线电压最大时，对IGBT1和IGBT4给出导通触发信号，这时无论第二级电路中的电流方向如何，均可由电网侧经第一级电路直接提供，即第二级电路可自由工作于电机驱动模式或再生制动模式；其他输入条件下IGBT的导通选择方式可通过类推得到。此外，由于IGBT三相全桥410的工作模式与高压二极管三相全桥221一致，且高压二极管三相全桥221中的各二极管导通的频率与三相电网的频率(50Hz)相同，因此IGBT三相全桥410的开关频率也等于三相电网的频率。而对于图3中的IGBT全桥310中的各IGBT管，本领域技术人员应当了解，其开关频率显然高于三相电网的频率，因此图4所示的IGBT三相全桥410相比于图3所示的IGBT三相全桥310，IGBT管的工作频率更低，从而***损耗也就更低。
较佳地，为了进一步对输入IGBT三相全桥410的交流电流信号进行平滑滤波处理，还可以进一步为每相输入增加由输入滤波电感430和输入滤波电容440构成的LC低通滤波器。这样，该电压变换装置中进一步包括：输入滤波电感430和输入滤波电容440。输入滤波电感430包含三组滤波电感，分别为L1、L2和L3。输入滤波电容440包含三组滤波电容，分别为C1、C2和C3。
L1的一端为电压变换装置的一个输入端子，另一端与IGBT1的S极相连；L2的一端为电压变换装置的另一个输入端子，另一端与IGBT3的S极相连；L3的一端为电压变换装置的第三个输入端子，另一端与IGBT5的S极相连。每组滤波电容可以由一个或多个电容的串、并联组合构成，C1、C2和C3的一端相连，C1的另一端连接IGBT1的S极，C2的另一端连接IGBT3的S极，C3的另一端则连接IGBT5的S极。
此时电压变换装置中的输入滤波电容和输入滤波电感，根据逆变桥420的开关频率不同，输入滤波电容可以选择为几十微法，输入滤波电感则可以选择为几十到几百微亨，因此其体积和重量都显著小于现有技术中的电解电容和电感。
将图4中所示的电压变换装置用于高压变频装置中的功率单元，从而本发明实施例提供的高压变频装置的电路结构如图5所示，包括移相变压器510和3n个功率单元520，每相对应的功率单元为n个，n为大于等于1的自然数。
图5与图2的区别在于：在图5中，以图4中所示的电压变换装置替换了图2中的功率单元220。
如图5所示，n个功率单元串联构成一相，每相中各功率单元的输出端子依次串联形成级联电路，三相星型相连后输出给负载设备M。
本领域普通技术人员容易理解，通过合理设计移相变压器的移相角，就能够减小甚至抵消输入到功率单元的电流中的低次谐波并提高输入功率因数，相关方法可以参阅本领域相关技术资料，此处不再介绍。
需要说明的是，滤波电容的连接方式还可以采用其它方式，以图4和图5中的输入滤波电容440为例，可以在每两相输入电压之间连接一组输入滤波电容——即，A相与B相间一组，B相与C相间一组，A相与C相间一组。
此外，上述以IGBT管为例进行的说明，并不表示对本发明的限定，对于如图4或图5所示的电路结构，IGBT管可以使用功率场效应管、门级可关断功率晶闸管或者集成门极换向晶闸管等各种功率晶体管替代，并不影响本发明的实现。
在现有技术中，目前还存在利用矩阵变换器进行与本发明类似的交-交变换的应用，然而这种应用局限于单个矩阵变换器所实现的三相交流输入-三相交流输出，且主要用于低压驱动的应用场景，因此与本发明实施例的使用场合及工作方式都存在较大差异，由于矩阵变换器是电力领域的常用设备，故此处不再展开分析。
根据上述可见，本发明实施例提供的高压变频装置，通过将功率单元中的第一级电路输出端子与第二级电路输入端子相连，实现了对驱动模式和再生模式的支持，同时，通过移相变压器对各功率单元的移相角进行设置，能够减小甚至抵消输入到功率单元的电流中的低次谐波并提高输入功率因数，从而提高了多个功率单元级联形成的电路的响应速度。由于电路中不再应用大电容值的电解电容和大电感值的电感，因此成本更低、更加环保、性能更加稳定，而且体积和重量更小。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种高压变频装置，该装置包括移相变压器和3n个功率单元，每n个功率单元串联构成一相，三相星型相连后输出给负载设备，n为正整数，其特征在于：
所述移相变压器的次级接向所述的3n个功率单元并向每个功率单元的第一级电路供电；
所述每个功率单元为两级电路构成的交-交变换电路，第一级电路是由可关断半导体功率器件构成的三相全桥，第二级电路是由可关断半导体功率器件构成的逆变桥，所述第一级电路的两个输出端子仅与第二级电路的两个输入端子对应连接。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述功率单元的第一级电路与对应于移相变压器的副边绕组间进一步包括三组输入滤波电感和三组输入滤波电容，所述每组输入滤波电感由一个或多个电感的串、并联构成，每组输入滤波电容由一个或多个电容的串、并联构成。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述每组输入滤波电感对应一相，所述各组输入滤波电容的其中一端相连，且每组输入滤波电容的另一端分别对应连接一相；
或者，所述每组输入滤波电感对应一相，且每两相之间连接一组输入滤波电容。
4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述每组输入滤波电感的电感量小于1毫亨。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述每组输入滤波电容为100微法以下的无极性电容。
6.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述可关断半导体功率器件为：IGBT管、功率场效应管或门级可关断功率晶闸管。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，其特征在于，所述移相变压器为星型·三角延边式或Z型连接式变压器。
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