CN101944981A - 一种获取通信***中长期信道状态信息的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种获取通信***中长期信道状态信息的方法，属于无线通信领域。本发明的方法为：1)基站根据频分双工通信***上行信道状态信息计算上行空-时协方差矩阵；2)基站根据频分双工通信***上行信道与下行信道之间的互易性，对所述上行空-时协方差矩阵进行变换，得到下行中长期信道状态信息。与现有技术相比，本发明降低了在UE端进行信道测量的复杂度和通信***中的反馈开销。

Description

一种获取通信***中长期信道状态信息的方法

技术领域

本发明涉及一种获取信道状态信息的方法，尤其涉及一种获取通信***中长期信道状态信息的方法，适用于无线通信领域。

背景技术

目前无线通信领域的研究表明，信道状态信息(CSI)是影响多输入多输出(MIMO)下行***性能的重要参数之一。现有***中，一般通过将一组信道状态信息保存为一个码本，从而为基站(eNB)和用户终端(UE)提供短期信道状态信息。但是这些码本是专门为特定的发射机而设计的，从这种意义上来讲，它们是固定的码本，不能够自适应地随着信道的变化而改变。为了适应实际相关信道的特征，最近的技术研究指出，如空间/频率/时间相关矩阵等长期信道状态信息(long-term CSI)可以用于在***中对码本进行转化，实现对现***本的重新配置。长期信道状态信息的获取对通信***性能的提高具有非常重要的作用(参考文献：R1-091936，“Spatial Correlation Feedback to Support LTE-A MU-MIMO and CoMPOperations”，Motorola，3GPP RAN1#57，San Francisco，USA，May 4-8，2009.；文献：R1-100931，“Correlation-based feedback”，Alcatel-Lucent Shanghai Bell，Alcatel-Lucent，San Francisco，USA，22-26 February 2010；文献：R1-100853，“Channel reciprocity in FDD systems including systemswith large duplex distance”，Ericsson，ST-Ericsson，San Francisco，USA，22-26 February 2010；文献：R1-100205，“Use of Uplink Covariance Matrix for Downlink MIMO in FDD”，Motorola)。

在时分双工(TDD)***中，基站(eNB)和用户(UE)在相同的频段发射信息，因此基站可以通过从上行信道获取的导频信息得到下行信道信息。然而，在频分双工(FDD)***中，基站发射和接收使用不同的频段，因此不能够利用接收到的导频信息推断下行信道信息，这使得FDD***中CSI的获取变得更加困难。基站(eNB)获取长期信道统计信息的方法，通常可以概括为以下两类：

●eNB接收移动终端(UE)反馈的隐性信道特性(参考文献：R1-091936，“SpatialCorrelation Feedback to Support LTE-A MU-MIMO and CoMP Operations”，Motorola，3GPP RAN1#57，San Francisco，USA，May 4-8，2009.；文献：R1-100931，“Correlation-based feedback”，Alcatel-Lucent Shanghai Bell，Alcatel-Lucent，SanFrancisco，USA，22-26February 2010)。

●eNB借助信道互易性来提取统计信息(参考文献：R1-100853，“Channel reciprocity inFDD systems including systems with large duplex distance”，Ericsson，ST-Ericsson，SanFrancisco，USA，22-26 February 2010)。

现有技术中，eNB和UE拥有共同的码本，UE将下行信道对应的码本中的码字索引值反馈给eNB，使eNB获取短期信道状态信息。同时，每个UE通过测量信道，计算下行信道的空间相关矩阵，将其反馈给eNB，使eNB实现了下行信道长期信道状态信息的获取。每次UE计算和反馈一个新的相关矩阵，UE和eNB根据相关矩阵，进行码本转化，得到重新配置后的码本，从而为多用户MIMO确定合适的预编码方法。反馈的空间相关矩阵包括特定于每个UE的空间信道相关信息，相对于固定码本能够提高信道反馈的准确性，从而提高***的性能。

但是，反馈的方法增加了在UE端进行信道测量的复杂度，并在***中增加了反馈的开销。实测数据表明，如方位功率谱(APS)和平均衰落增益等上行和下行信道的二阶统计信息具有着很强的相关性。由于频谱在大多数地点表现出了很大程度的相似度，这意味着其长期传播特性也是相似的。基于这种特性，eNB可以通过下行信道和上行信道的互易性提取下行信道的统计信息(参考文献：R1-100853，“Channel reciprocity in FDD systems including systems with large duplex distance”，Ericsson，ST-Ericsson，San Francisco，USA，22-26 February2010)。eNB可以支持复杂的信道估计，从而获取上行信道状态信息，计算上行信道的相关矩阵。之后通过互易性变换，得到下行信道的信道状态信息。然而，现在方法一般只利用信道的空间相关特性，而忽略了信道的时间相关特性。对于多用户MIMO***，获取其下行信道的空间和时间长期统计相关特性，对提升***性能是极其重要的。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种获取通信***中长期信道状态信息的方法，本方法利用FDD***上行和下行信道之间存在互易性，给出了由上行空-时相关矩阵通过线性变换计算下行空-时相关矩阵的方法，可以扩展到UE端不同天线结构和多天线的情况下。本发明能够很好的弥补现有***的不同，满足***需求，达到了提高***性能的目的。

本发明的主要内容包括：

1)计算上行空间和时间协方差矩阵；

2)上行到下行的转换；

3)对其他类型天线结构的扩展；

4)对多天线UE情况的扩展；

本发明的技术方案如下：

一种获取通信***中长期信道状态信息的方法，其步骤为：

1)基站根据频分双工通信***上行信道状态信息计算上行空-时协方差矩阵；

2)基站根据频分双工通信***上行信道与下行信道之间的互易性，对所述上行空-时协方差矩阵进行变换，得到下行中长期信道状态信息。

采用一线性变换矩阵，实现对所述上行空-时协方差矩阵进行变换。

通过求解变换得到的下行信道信息矩阵与实际下行信道信息矩阵的误差最小化方法得到所述线性变换矩阵。

所述线性变换矩阵为N×S维矩阵，其中N为基站天线阵列的天线数目，S为用户周围的散射体数目。

所述基站的天线阵列为均匀线性阵列。

所述基站的天线阵列为均匀圆形阵列。

所述天线为双极化天线或均匀线性阵列、或均匀圆形阵列。

用户终端为单天线配置。

用户终端为多天线配置，基站借助用户终端的导向矢量建立上行信道。

本发明的积极效果为：

本发明利用FDD***上行和下行之间存在互易性，给出了由上行空-时相关矩阵通过线性变换计算下行空-时相关矩阵的方法，可以扩展到UE端不同天线结构和多天线的情况下。本发明降低了在UE端进行信道测量的复杂度和通信***中的反馈开销，能够很好的弥补现有***的不同，满足***需求，达到了提高***性能的目的。

附图说明

本发明方法流程图。

具体实施方式

本发明中，eNB端采用N元天线阵列，UE端采用单天线，考虑二者之间的静态窄带信道。假设移动用户周围存在S个散射体，在一个TDMA时隙m内的信道衰落的复包络可以表示如下：

其中，T_s为时隙持续时间，α_s为信号幅度，θ_s为eNB端观测到的到达角度(AoA)，f_d，s和

分别为第s个散射体的多普勒频移和随机相位偏移，α(θ_s)表示导向矢量。在只考虑最强的L条径(L≤S)的情况下，可以假设一个简化的离散AoA模型。

假设采用均匀线性阵列(ULA)，阵元间距为d，方向为θ_s，则有

$\mathrm{\α}\left({\mathrm{\θ}}_s\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{-j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_s\right)}\\ .\\ .\\ .\\ e^{-j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}(N-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_s\right)}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，λ为载波波长。

本发明的方法流程如图所示，具体步骤如下：

第一步，计算上行空-时协方差矩阵。

空-时相关矩阵可以计算如下：

R(n)＝E{h(m)h^H(m+n)}                    (3)

m表示时间轴上的抽样单元，也就是TDMA的第m个时隙，n为一时间抽样单元增量，E表示做统计平均的函数，R(n)即为上行空-时协方差矩阵，

其中矩阵第i行第j列元素可以通过公式(1)得到如下表达式：

${\left[R\left(n\right)\right]}_{i,j}=\underset{s=1}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_s\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}[d/\mathrm{\λ}(i,j)\sin {\mathrm{\θ}}_s-f_{d,s}n{T}_s]}---\left(4\right)$

由上式可见，由于λ和f_d，s都与该元素的值有关，因此相关性决定于载波频率。考虑上行载波频率f_UL和下行载波频率f_DL，上行相关函数可由下式给出：

${\left[R_{\mathrm{UL}}\left(n\right)\right]}_{i,j}=\underset{s=1}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_s\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}[d/{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{UL}}(i,j)\sin {\mathrm{\θ}}_s-f_{d,s}^{\mathrm{UL}}n{T}_s]}---\left(5\right)$

其中，λ_UL和

分别表示在载波频率f_UL下的载波波长和多普勒频移。方便起见，我们给出如下定义：

$r_{\mathrm{UL}}(k,n)=r_{\mathrm{UL}}(i-j,n)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\left[R_{\mathrm{UL}}\left(n\right)\right]}_{i,j}.---\left(6\right)$

第二步，上行到下行的转换。

由(5)式可知，上行载波频率f_UL和下行载波频率f_DL的不同造成了上行传播信道和下行传播信道空-时相关矩阵的不同。尽管如此，下面的分析中将说明，空-时相关矩阵的差异在某些情况下可以被忽略，或者在其它情况下可以使用所谓的频率转换进行补偿。使用

和

(φ_s是用户前进方向和散射体s的方向之间的夹角，v表示UE的移动速度，c表示光速)对(5)式进行替换，通过(6)式可以得到如下表达式：

$r_{\mathrm{UL}}(k,n)={\left[R_{\mathrm{UL}}\left(n\right)\right]}_{i,j}=\underset{s=1}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_s\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}[\left({\mathrm{df}}_{\mathrm{UL}}k\sin {\mathrm{\θ}}_s\right)/c-\left({\mathrm{vf}}_{\mathrm{UL}}\cos {\mathrm{\φ}}_{s}n{T}_s\right)/c]}---\left(7\right)$

由(7)式，可以观察到，由于

和

的值非常小，载波频率的一个微小改变不会造成空间相关矩阵和时间相关矩阵很大的变化。设表示f_UL和f_DL之间的相对双工距离，对于f_UL和f_DL之间双工距离相对较小的某些情况(1＜Δ≤Δ₀，Δ₀为阈值)，可以得到：

r_DL(k，n)≈r_UL(k，n).                         (8)

同时，对于f_UL和f_DL之间双工距离(duplex distance)相对较大的其他一些情况(Δ＞Δ₀)，上行和下行的相关矩阵具有如下相互依赖的关系：

r_DL(k，n)＝r_UL(Δ·k，Δ·n)    (9)

其中，

是相对双工距离。注意到上行和下行的相关矩阵通过Δ相互依赖，这被称为相关特性的信道互易性。

以下基于互易性实现对下行空-时协方差矩阵的计算。使用一个线性变换，下行信道可以通过上行信道进行估计如下：

$H_{\mathrm{DL}}({\mathrm{\θ}}_s,f_{\mathrm{DL}},f_{d,s}^{\mathrm{DL}})=\mathrm{\Ξ}{H}_{\mathrm{UL}}({\mathrm{\θ}}_s,f_{\mathrm{UL}},f_{d,s}^{\mathrm{UL}})---\left(10\right)$

其中，Ξ表示N×S的变换矩阵，

下行信道矩阵

上行信道矩阵

其中，n_UL和n_DL分别表示相应的下行和上行时隙。根据上式，在基站已知上行信道矩阵

的情况下，即可利用线性变换矩阵Ξ计算得到下行信道矩阵

完成下行信道矩阵的获取。

线性变换矩阵Ξ可以通过最小化如下价值函数得到

$\underset{\mathrm{\Ξ}}{\min }E\left(\right||\mathrm{\Ξ}{H}_{\mathrm{UL}}-H_{\mathrm{DL}}|\left|\right).---\left(11\right)$

即，寻找一个最优的线性变换矩阵Ξ使计算得到的下行信道信息矩阵相对实际下行信道信息矩阵的误差最小。

对上式做关于Ξ的微分，并使之为0，能够得到最优变换矩阵如下：

$\mathrm{\Ξ}=H_{\mathrm{DL}}{H}_{\mathrm{UL}}^H{\left(H_{\mathrm{UL}}{H}_{\mathrm{UL}}^H\right)}^{-1}.---\left(12\right)$

其中，(·)^-1表示求逆矩阵的运算，(·)^H表示求矩阵的共轭转置。

考虑到上行信道估计误差，式(12)能够进一步表示为：

$\mathrm{\Ξ}=H_{\mathrm{DL}}{H}_{\mathrm{UL}}^H{(H_{\mathrm{UL}}{H}_{\mathrm{UL}}^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}---\left(13\right)$

其中σ²表示信道误差的方差，I表示单位矩阵。

假设上行信道由最强的AoA角度θ_max决定，式(1)中的无线传输模型可以简化为：

线性变换矩阵能够表示为如下紧凑格式：

$\mathrm{\Ξ}=\mathrm{diag}(1,e^{j2\mathrm{\π}[d\frac{f_{\mathrm{UL}}-f_{\mathrm{DL}}}{c}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\max }\right)-(f_{d,s}^{\mathrm{UL}}-f_{d,s}^{\mathrm{DL}})n{T}_s]},...,e^{j2\mathrm{\π}[d\frac{f_{\mathrm{UL}}-f_{\mathrm{DL}}}{c}(N-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\max }\right)-(f_{d,s}^{\mathrm{UL}}-f_{d,s}^{\mathrm{DL}})\mathrm{nT}]})---\left(15\right)$

其中

φ_max为用户信号前进方向和具有最强AoA角度θ_max的散射体s的方向之间的夹角。

如果仅考虑空间相关性，式(15)可以写为：

$\mathrm{\Ξ}=\mathrm{diag}(1,e^{j2\mathrm{\πd}\frac{f_{\mathrm{UL}}-f_{\mathrm{DL}}}{c}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\max }\right)},...,e^{j2\mathrm{\πd}\frac{f_{\mathrm{UL}}-f_{\mathrm{DL}}}{c}(N-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\max }\right)}).---\left(16\right)$

如果考虑时间相关性，可以得到：

$\mathrm{\Ξ}=\mathrm{diag}(1,e^{-j2\mathrm{\π}(f_{d,s}^{\mathrm{UL}}-f_{d,s}^{\mathrm{DL}})n{T}_s},...,e^{-j2\mathrm{\π}(f_{d,s}^{\mathrm{UL}}-f_{d,s}^{\mathrm{DL}})\mathrm{nT}}).---\left(17\right)$

需要注意的是，以上结果都可以很简单的扩展到任意主要AoA角度值。

其中，diag(·)表示对角矩阵，n为时隙标号，f_d，s ^UL和f_d，s ^DL分别为上行信道和下行信道的第s个散射体的多普勒频移。

根据这些已知的参数，即可得到线性变换矩阵。估计的下行协方差矩阵可以写为：

R_DL＝ΞR_ULΞ^H.                    (14)

即，利用上行空-时协方差矩阵R_UL和线性变换矩阵Ξ可以通过上式计算得到下行空-时协方差矩阵R_DL。基站即完成了下行长期信道信息的获取。

第三步，对其他类型天线结构的扩展。

类似地，对一个均匀圆形阵列(UCA)，相应的导向矢量可以写为：

其中r表示几何半径。

通过联合考虑(1)式和(3)式，可以发现，天线的结构，例如，均匀线性阵列(ULA)、均匀圆形阵列(UCA)或双极化天线(DPA)，不会影响上行到下行的互易性。因此，(9)式中空间和时间相关特性总是成立的，而不用考虑天线结构。

第四步，对多天线UE情况的扩展。

对R8和更高的版本，UE端允许配置2-4个发送天线。如果激活全部天线发射测量参考信号(SRS)，下行无线信道参数可以很容易的通过互易性得到。然而，为了节省能量，在许多情况下，只有部分发射天线发送SRS，其他的保持静止。在这种情况下，可以使用以下两种方法借助信道的互易性获得下行的相关特性。第一种方法利用天线交换，在所有天线中采用一种循环的方式发送SRS，以重建完备的下行信道并且提取下行无线信道参数。

对于终端不支持天线交换的情况，可以使用第二种方法。第二种方法中，因为UE端天线的间距很小，相对于不同天线单元的传播信道应该表现出极为相似的信道特性。这意味着散射体的分布和每个散射体发出的散射场振幅对于UE端不同天线单元都是相似的。因此，可以做出一种合理的假设，相对于UE端不同天线单元的不同信道统计特性只取决于天线间距d_UE和从UE端观测到的出射角(AoD)β_s。在这种情况下，基于从UE端部分激活的天线单元获得的部分上行信道信息，基站可以借助UE端的导向矢量α(β_s)建立完整的上行信道，

基于信道互易性和单天线情况下下行信道长期CSI的计算过程的表述，完整的下行信道及其相应的空间和时间相关特性可以很容易地得到。

Claims (9)

1.一种获取通信***中长期信道状态信息的方法，其步骤为：

1)基站根据频分双工通信***上行信道状态信息计算上行空-时协方差矩阵；

2)基站根据频分双工通信***上行信道与下行信道之间的互易性，对所述上行空-时协方差矩阵进行变换，得到下行中长期信道状态信息。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于采用一线性变换矩阵，实现对所述上行空-时协方差矩阵进行变换。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于通过求解变换得到的下行信道信息矩阵与实际下行信道信息矩阵的误差最小化方法得到所述线性变换矩阵。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述线性变换矩阵为N×S维矩阵，其中N为基站天线阵列的天线数目，S为用户周围的散射体数目。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述基站的天线阵列为均匀线性阵列。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述基站的天线阵列为均匀圆形阵列。

7.如权利要求5或6所述的方法，其特征在于所述天线为双极化天线或均匀线性阵列、或均匀圆形阵列。

8.如权利要求5或6所述的方法，其特征在于用户终端为单天线配置。

9.如权利要求5或6所述的方法，其特征在于用户终端为多天线配置，基站借助用户终端的导向矢量建立上行信道。

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