CN101939960A - 补偿发射有效载荷中信号失真的方法 - Google Patents

Abstract

一种对发射有效载荷(GP)中的信号失真进行补偿的方法，所述方法包括确定补偿传递函数(H_c())以及将其引入所述有效载荷的累积响应内，所述方法的特征在于其包括：(e)选择初始试验性补偿传递函数([H_c()]n)并且将其引入所述有效载荷(GP)的累积响应内；(f)获取所述发射有效载荷的输出信号(Y()，y(t))；(g)根据所述获取的输出信号和参考信号(X_理想的()，x_理想的(t))，进行所述发射有效载荷的剩余失真传递函数([H_d()]_n)的估算，所述参考信号(X_理想的()，x_理想的(t))对应于所期望的无失真输出信号；以及(h)根据所述剩余失真传递函数的所述估算，计算更新的试验性补偿传递函数([H_c()]_n+1)并且将其引入所述有效载荷的累积响应内。优选地，所述估算是黑盒估算并且所述参考信号是故意产生的，而不是从所述发射有效载荷内测量的。

Description

补偿发射有效载荷中信号失真的方法

本发明涉及通过在有效载荷的积累响应期间引入适当的预矫正或补偿传递函数来补偿发射有效载荷中的信号失真的方法。

本方法尤其适用于空间应用，更具体地，适用于有产生能力的有效载荷，如导航有效载荷。

用来补偿有效载荷所引起的线性或非线性失真的有效载荷的预矫正信号是通信领域所熟知的。这些补偿函数经常包含在板载设备之一的内部中，即在RF高功率放大器中的、通常用于减少非线性的线性化电路，或者包括可调谐滤波器级的、在频域提供线性响应平化的均衡器。例如，可参见Maria-Gabriella Di Benedetto and Paola Madarini的论文“MMSE预矫正在OFDM***的应用(An Application of MMSE Predistortion to OFDM Systems)”，IEEE Transactions on Communications，Vol.44，No.11，1996年11月。

适当的补偿传递函数的确定需要同时知道有效载荷的输入信号和相应的输出信号。然而，测量输入信号不总是有利的，特别是对于有产生能力的有效载荷。实际上，有产生能力的有效载荷在内部产生它们自己的输入信号；访问所述输入信号需要在有效载荷内安装耦合器，这增加了重量、校准误差和复杂性，通常还产生了访问限制(例如测试工程师的身体介入，观察板或脐带的开启/重关闭操作，以到达测量点，连接器的配对/去配对)。本发明的一个目的是提供在发射有效载荷中补偿信号失真的方法，而不需要获取所述有效载荷的输入信号。

本发明的另一目的是提供失真补偿方法，该方法实现简单，并且对于单独的有效载荷元件(设备)参数漂移以及单独的有效载荷元件的容差具有鲁棒性。

本发明的另一目的是提供灵活的失真补偿方法，该方法几乎对任意信号调制群都有效，并且对信号和有效载荷特性做出最小假设。

本发明的另一目的是提供失真补偿方法，该方法能够在有效载荷工作期间实现，而不需要中断服务。

本发明的方法尤其适用于有产生能力的有效载荷，更具体地，适用于导航有效载荷，但是不限于这个具体的领域。例如，该方法也能够用于电信有效载荷以最优化码间干扰，并且能够用于合成孔径雷达有效载荷以减少距离估算偏差。

根据本发明，至少这些目的中的一些可以利用在发射有效载荷中补偿信号失真的方法实现，该方法包括确定补偿传递函数并且将其引入所述有效载荷的累积响应内，该方法的特征在于其包括：

(a)选择初始试验性补偿传递函数并且将其引入所述有效载荷的累积响应内；

(b)获取所述发射有效载荷的输出信号；

(c)根据所述获取的输出信号和参考信号，进行所述发射有效载荷的剩余失真传递函数的估算所述参考信号对应于所期望的无失真输出信号；以及

(d)根据所述剩余失真传递函数的所述估算，计算更新的试验性补偿传递函数。

优选地，迭代地重复步骤(b)至(d)直到满足目标条件，表示已经实现了令人满意的信号失真补偿。

优选地，使用“黑盒”方式执行估算，并且参考信号是“人工”产生的，即不是在有效载荷中测量的信号。

本发明的有利的实施方式由所附从属权利要求描述。

本发明特别有利的特征是使用不是在有效载荷内测量的参考信号，因此不需要不期望的信号耦合器。

由于使用了黑盒估算技术，因此不需要详细了解有效载荷工作，而只需要最小假设。基本上，所需要的就是有效载荷响应是短暂的时间恒定并且无记忆，以及参考信号是时间恒定的。这使得本发明的方法具有极大的灵活性。

本发明的一个有趣的特征是线性补偿函数能够用于补偿具有非线性贡献的累积失真。

当被应用于航天器有效载荷时，在地面和在空中都能够实现本发明的方法。在后一种情况下，由于额定工作输出信号能够用于确定所需的补偿传递函数，因此不需要中断工作。

本发明还涉及包括用于预补偿信号失真的装置的发射有效载荷，该有效载荷适用于实现所述方法。

下面将参照附图详细描述本发明，附图只是示意性地给出，并且无意限定。在附图中：

图1示出了通常用于导航、通信和雷达应用中的信号与有效载荷要求之间的关系；

图2示出了正弦失真传递函数的振幅和相位分量的标绘图；

图3A至图3F图示了图2的失真传递函数对示例性的输入信号的影响；

图4A至图4E根据补充的示例，图示了失真对典型工作输出信号的相关函数的影响；

图5A至图5C示意性地表示累积输出信号产生的基本机制；

图6示出了有产生能力的发射有效载荷的简要框图；

图7示出了根据本发明的实施方式的方法的高阶流程图；

图8示出了根据本发明的实施方式的方法的详细框图；

图9示意性地表示了根据本发明的实施方式的目标条件的示例；

图10A至图10E示出了使用本发明的方法对剩余的振幅和相位失真的标绘图进行补偿迭代的示例性的示范；

图11图示了以本发明为基础的原理；以及

图12A至图12F示出了在原型有效载荷上应用根据本发明的方法的实践结果的示例。

卫星有效载荷的开发一般面临着三个至关重要的阶段：设计阶段、组装、集成和验证(AIV)阶段以及工作阶段。在这些典型的阶段期间，对于有生成能力有效载荷类型，如导航有效载荷，使空间信号(SIS)性能精度最优化需要专用方法。SIS性能精度是满足整个***性能的主要驱动，更具体地，用户等效测距误差(UTRE)，导航应用的重要固有参数。

SIS性能精度表示嵌入在SIS中的非期望的累积失真量。

下面的清单总结了由SIS的累积不完整性所导致的(因此不包括来自传输路径和地面的贡献，例如来自多径环境的贡献)、影响EURE的主要***级参数：

●S型曲线偏差(SCB)；

●相关损耗(CL)；

●群时延变化(GD)；

●编码/载波(消)相干(CCC)；

●Allan方差(AV)；以及

●相位噪声(PN)。

应当注意，将这些***级参数转化成设计实现的要求并不简单，并且经常需要复杂的结构模型。特别地，S型曲线偏差和相关损耗通常在导航接收机级被解释为品质因数，因此将它们转换成有效载荷实现的要求并不简单。

下面的清单总结了典型有效载荷实现的要求：

●振幅和相位失真响应H；

●非相干失真(NCD)，在特定条件下嵌入到H中；

●群时延(GD)，嵌入到H中，作为频率上相位的导数；

●编码/载波相干(CCC)，嵌入到H中，作为相位和群时延之间的相位差；

●Allan方差(AV)，随机的；以及

●相位噪声(PN)，随机的。

这个清单列出了在有效载荷设计界中，用于导航、通信或用于雷达应用的典型的要求，并且被特别地调整以用于上述情况下的导航领域。应当注意，不同层级(***、有效载荷、设备、模块、组件)之间元素要求的推导处理经常非常复杂。这可能是因为嵌入的或隐藏的关系造成的，这种关系通常也很难建模，或者是因为没有足够的建模精度造成的。图1总结了SIS和有效载荷要求之间的复杂关系，包括下至***和有效载荷之间层级的外部依赖关系。能够产生类似的低级别评定。很明显，当从各自的低级别贡献或元素中组成性能时，评定或配置有效载荷的端对端高级别性能不是没有意义的。

对于本发明一个重要的步骤是论证，即在有效载荷实现层级，将多数确定的属性单独地嵌入到额定工作输出信号的振幅和相位失真响应H之中。在特别的一但不是过于苛刻一条件下，这是正确的，即时间恒定(至少在短期内，即，确定补偿传递函数的步骤的时间段，下文中为此称之为“短暂的”)并且没有有效载荷响应存储器，以及参考信号的时间恒定时。这允许以“累积”的方式从有效载荷SIS中推导出一些端对端的属性，即，不需要知道隐藏的和复杂的低级别和高级别关系和模型。

嵌入在SIS中的累积属性的存在的条件和描述净失真是本发明的重要特征。应当注意，本发明，至少在其基本框架内，只处理SIS的确定的和静止的或类静止的属性。假设在有效载荷设计阶段，利用其他装置使随机组件最优化为公共工程实践，但是他们的影响也能够在接收端，如循环阶段集成，通过标准均化概念而减少，并且导频信道用作非耗尽示范清单。

由有效载荷传递响应函数H导致的、嵌入在SIS中的累积振幅和相位失真的影响产生双回波失真效应，如“雷达信号，理论和应用的介绍(Radar Signals，An Introduction to Theory and Application)”，Charles E.Cook and Marvin Bernfeld，Artech House，Boston，London，ISBN 0-89006-733-3，第11章中所述：匹配滤波器信号的失真效应(Effects of Distortion on Matched-Filter Signals)，第371-372页，并且下文中使用两个补充的解释性示例进行总结。在频率上的端对端有效载荷的失真能够用通用频率响应函数H来描述，该函数H同时描述了振幅和相位的失真。让我们首先考虑使用简单的正弦失真传递函数作为角频率ω的函数，所述正弦失真传递函数的振幅和相位分量被表示，有：

|H(ω)|＝a₀+a₁ cos(C_aω)

和

arg(H(ω))＝b₀ω-b₁ sin(C_phω)

(参见图2)。

通常，混合失真输出信号在时间上(t)能够近似地表示为：

$s_{\mathrm{out}}\left(t\right)=$

$a_0\{s_{\mathrm{in}}\left(t^{\′}\right)$

$+\frac{b_1}{2}[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_{\mathrm{ph}})-s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_{\mathrm{ph}})]$

$+\frac{a_1}{2a_0}[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_a)+s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_a)]---\left(1\right)$

$+\frac{a_1{b}_1}{4a_0}[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_a+C_{\mathrm{ph}})+s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_a-C_{\mathrm{ph}})]$

$+[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_a+C_{\mathrm{ph}})+s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_a-C_{\mathrm{ph}})]\}$

其中：

s_out(t)＝时域中的失真输出信号；

s_in(t’)＝时域中的非失真输出信号；

a₀，a₁＝振幅失真因子；

b₀，b₁＝相位失真因子；

C_a＝在ω上的振幅波纹圆频率；

C_ph＝在ω上的相位波纹圆频率；以及

t′＝t-b₀。

有趣的是，不需要指定无失真输入信号s_in(t)的类型，使得等式1能够用于不同的应用。应用到工作输出信号的振幅和相位失真产生双回波形式的无失真信号的移位复本(replica)，类似于在产生干扰基本无失真信号的复本的多径环境下发生的情况。

等式1示出了产生两对双回波复本，每个分别关系到振幅和相位失真幅值。在很多情况下，至少可以忽略四个术语(还参见图3E)，这样只有初始的五个术语需要被考虑带入下面等式：

$s_{\mathrm{out}}\left(t\right)\≈$

$a_0\{s_{\mathrm{in}}\left(t^{\′}\right)$

$+\frac{b_1}{2}[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_{\mathrm{ph}})-s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_{\mathrm{ph}})]---\left(2\right)$

$+\frac{a_1}{{2a}_0}[s_{\mathrm{in}}(t^{\′}+C_a)+s_{\mathrm{in}}(t^{\′}-C_a)]\}$

最有趣的是，在时域中的时间偏差，相对于基本信号的复本的C_a或C_ph直接关系到频域中的波动圆频率阶段，并且复本的幅值关系到在频率上振幅和相位变化幅值。这在图3A至图3F中得到证明，其中：

-图3A表示时域中单循环的无失真信号；

-图3B，所述无失真信号的频谱；

-图3C和图3D，分别为，频域中正弦失真传递函数H的振幅

(对数标度)和相位(线性标度)；

-图3E，时域中相对应的失真信号(逻辑标度)；以及

-图3F，对数标度，振幅(AR)和相位(PR)纹波表示为值a₀，a₁，b₁的函数。参数b₀是整个信号的平均传输时延，即拟合的过零线性参考的斜率，等同于该通过时延。只有来自所述线性参考的偏离产生失真。

在图3E上，主峰值MP对应于原始的无失真信号。第一边峰RA是相对于MP、具有相对时移(+C_a)的振幅失真相关的复本，而第二边峰RP是具有相对时移(+C_ph)的相位失真。参考HGH1和HGH2指出与振幅和相位失真的二阶分量相关的失真信号的特性，这些二阶分量与当推导等式(2)时所忽略的等式(1)的术语相关，分别地，所述HGH1具有相对时间偏移(-C_a+C_ph)而HGH2具有相对时间偏移(+C_a+C_ph)。参考BES与二阶贝塞耳分量J₂相关，因为具有产生的相对时间偏移(+2C_ph)的相对高选择相位调制分量b₁。

由于任意传递函数能够被分解，根据傅立叶理论，在正弦传递函数的和中，上述失真机制能够被扩展到更一般的失真传递函数，其中，该理论仍然适用于每个单独的分量：

$\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=a_0+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\cos (C_{a_n}\mathrm{\ω}+{\mathrm{\Φ}}_{a_n})$

$\arg \left(H\left(\mathrm{\ω}\right)\right)=b_0\mathrm{\ω}-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n\sin (C_{{\mathrm{ph}}_n}\mathrm{\ω}+{\mathrm{\Φ}}_{{\mathrm{ph}}_n})$

导航应用中的基本函数之一是用于位置确定处理的码分多址(CDMA)信号的相关函数的计算。次要输出函数是S型曲线(由两个相关函数之间的时空差别组成)的计算，以提高位置检测灵敏度。关于后面的函数，由上述机制所导致的、在相关函数中的不对称，产生定位错误偏差(S型曲线偏差)；因此，为了最小化定位偏差，限制工作输出信号失真的量是非常重要的。

图4A至图4E图示了根据补充的示例，失真对发射导航有效载荷的典型输出信号的相关函数的对称性的负面影响。该示例基于结合了类型BOC(x_n，y_n)的子分量的复合信号，其中BOC＝二进制偏移编码，x＝子载波偏移频率，单位为MHZ，y＝编码速率，单位为M码元。示例被配置为{x₁＝15×1.023MHz，y₁＝2.5×1.023MHz，余弦子载波}，缩写为BOC(15，2.5)-c，以及{x₂＝1×1.023MHz，y₁＝1×1.023MHz，正弦子载波}，缩写为BOC(1，1)-s。附图图解如下：

-图4A示出了BOC(15，2.5)-c(上面)和BOC(1，1)-s(下面)无失真相关函数；

-图4B示出了BOC(15，2.5)-c(上面)和BOC(1，1)-s(下面)失真相关函数，其中a₀/a₁＝0，C_a＝N/A，b₁＝20度，C_ph＝2000ns；

-图4C示出了BOC(15，2.5)-c(上面)和BOC(1，1)-s(下面)失真相关函数，其中a₀/a₁＝0，C_a＝N/A，b₁＝20度，C_ph＝800ns；

-图4D示出了BOC(15，2.5)-c(上面)和BOC(1，1)-s(下面)失

真相关函数，其中a₀/a₁＝0，C_a＝N/A，b₁＝20度，C_ph＝400ns；

-图4E示出了BOC(15，2.5)-c(上面)和BOC(1，1)-s(下面)失

真相关函数，其中a₀/a₁＝0，C_a＝N/A，b₁＝20度，C_ph＝200ns；

在这种情况下只应用了相位失真，并且b₁取相对高的值以放大示范效果。能够看出，图4A中的无失真相关函数是对称的，而图4B至图4E中的相位失真引入不对称。

在图4A和图4B的标绘图中，横轴表示与码元速率成反比的归一化时间。上面标绘图的单位是391ns，而下面的单位是997.5ns。纵轴的刻度是线性的。

图4A的参考101t-上面标绘图表示与BOC(15，2.5)-c的编码较差相关产品相关联的旁瓣。由于没有出现失真，相关的轨迹在x-轴的窗口[-1，1]内是对称的。BOC(1，1)-s信号的同样特性由参考101b表示。

对于图4B下面标绘图中的BOC(1，1)-s信号，参考102b表示由失真引起的一阶复本的相关峰值。随着相位波纹角频率C_ph的降低，复本开始在x-轴的窗口[-1，1]内干扰原始相关函数，并在相关轨迹包络(参见图4C的下面标绘图上的参考103b)中引入强烈的不对称。该不对称甚至强于图4D(参考104b)和图4E(参考105b)。

失真对于BOC(15，2.5)-c具有相同的影响。复本出现在图4C(参考102t)中，并且开始干扰原始信号，在相关轨迹包络中引入不对称，在图4D(参考104b)和图4E(参考105b)上。

应当注意，相位失真通常是导致不对称的主要原因，因为被转化到时域的复本在时域是相位不对称的。当包含非线性时，振幅失真也将导致不对称，在振幅和相位域之间产生交叉耦合(即振幅变化引入相位变化)。

由发射有效载荷引入的失真包括线性和非线性分量，后者主要由于高功率射频放大器HPA(见图6)造成。根据本发明，所述非线性效应的影响包含于“累积”失真之中，并且被认为不可从线性效应的影响中区分。换句话说，累积失真传递函数(在这种情况下，由累积SIS失真具体化)能够被解释为信号能力转移过程，其在从输入到输出的同样频率点上映射，而不区分线性分量、非线性分量或甚至外部源分量。这样做的主要原因是很难对非线性和其它非相干处理建模，尤其是在设计阶段和验证阶段。然而，已经发现，只要失真传递函数H能够被认为是暂时的时间恒定并且无记忆以及输入信号X时间恒定，这种简化在时间恒定期间就不会影响信号输出累积性能。

作为这种方法的结果，线性和非线性失真处理能够利用线性和时间不变净等价失真传递函数来近似地建模，并且出于减少净失真的目的，引入适当的补偿传递函数能够补偿它们的影响。

在设计过程中通过减少对图1中所示的参数的环境依赖，能够使H的时间恒定最优化。当不能实现H的长期时恒定，但是时间恒定属性能够被特征化并且在时间上被追踪时，通过在时间恒定阶段引入规律的更新周期，能够补偿作部分全面补偿算法。对于CDMA信号，能够假设X的时间恒定，CDMA信号典型应用在有产生能力的导航有效载荷中，当限定在编码阶段，估计固定码元速率，并且(如果可应用)子载波速率。H的存储效果能够由适当的RF高功率放大器设计方法控制，即DC偏置电路相对于RF的适当隔离。

基本概念是与非线性处理或外部来源相关的失真，产生相对于输入相关的频率点的非相干外部输出失真。另有说明，非线性处理通常地将输入能量从一个特定的频率点Δf_x传递到不同的频率(也被称为频谱再生长)。当评估带内非期望杂波(IBUS)的影响时，能够以类似的方式处理(例如认为它是外部分量N₀(ω))。

图5A示出了有产生能力的发射有效载荷的模型的框图。信号产生器Gen产生理想的SISx_理想的(t)/X_理想的(ω)，当应用时，加入了外部失真分量n_i(t)/N_i(ω)。外部失真分量n_i(t)/N_i(ω)能够包括噪声，但是也包括确定的影响(例如CW干扰)，与高斯噪声不同，其不能通过标准集成来简单的集成掉，并且因此在确定补偿传递函数时要对其进行考虑。接着，对已经被所述外部失真所影响的信号x’(t)/X’(ω)进行利用传递函数h’(t)/H’(ω)建模的内部(线性和非线性)失真处理。在应用时，添加补充外部失真分量n₀(t)/N₀(ω)，产生最终的、失真SIS y(t)/Y(ω)。总失真传递函数H(ω)被定义为Y(ω)/X_理想的(ω)，h(t)是相应的脉冲响应(为了简化，从现在起将X_理想的简化表示为X)。图5B表示内部的、原理上不知道的、理想的和失真的SIS的频率点之间的映射。节点“+”表示内部信号的相加，节点“D”表示内部信号的加权相除或分割，具有根据未知结构模型的总体布局。图5C示出了针对频率点Δf₂的示例性矢量图。

应当注意，失真传递函数H依赖于额定工作输出信号被探测的点。

图6表示典型地用于空间应用的有产生能力的发射有效载荷，该有效载荷包括：信号产生单元SGU；频率产生和向上转换单元FGUU；高功率射频放大器模块HPA；输出多路调制器MUX；以及多个发射天线ANT，如果应用，带有相关联的波束形成网络BFN。在这种情况下，将要补偿的累积失真响应传递函数包括从SGU到ANT的所有贡献，或者可选地，为降低有效载荷实现配置的复杂性，包括到ANT之前的所有贡献。这暗示了额定工作输出信号的板载测量的能力。

另一个可能性是在地面上测量输出信号。在这种情况下，由传递路径引入的失真需要被校准，以能够补偿只与有效载荷相关的H的失真部分。将被解释的典型传递路径参数是电离层传播延迟(转化为等效相位)和频率上的路径损耗增益变化。

用于估算信号失真特性的补充有用参数是相干函数，该函数定量分析***输出(Y)以及***输入(X)之间的因果关系，而不管导致所述关系的原因。相干函数等于信号X和Y的互功率频谱的平方除以X的自动功率频谱和Y的自动功率频谱，并且在零和一之间变化：

${\mathrm{\γ}}^2\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{\left|G_{\mathrm{YX}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}{G_{\mathrm{XX}}\left(\mathrm{\ω}\right)G_{\mathrm{YY}}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(3\right)$

相干函数γ²(Δf_x)的值1表示频率点Δf_x in和Δf_x out之间的信号能量的完全相干，即在频率点Δf_x处，X和Y之间是完全因果关系；偏离1是由于非相干和外部失真，而值0表示在输出频率点Δf_x out只有无关噪声。

下面给出了能够导致相干函数偏离1的现象的不完全清单：

●由内部非相干噪声或信号(例如寄生振荡)造成的污染；

●由外部噪声或信号造成的污染；

●从一个频率点到另一个的非线性转移能量；

●另外的***输入；以及

●内部***泄露。

相干函数也能够计算输出信号Y的信噪比：

$\mathrm{SNR}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{\mathrm{\γ}}^2\left(\mathrm{\ω}\right)}{1-{\mathrm{\γ}}^2\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(4\right)$

下式给出了标准化噪声水平：

噪声(ω)＝(1-γ²(ω))G_YY(ω)       (5)

在讨论有关的失真机制后，下面将描述根据本发明的补偿方法。尤其是，将考虑针对卫星应用(见图6)的有产生能力的有效载荷的情况；然而，本发明的方法能够应用于任何发射装置。

如图11所示，本发明的核心原理是通过利用估算器BBES，来估算发射有效载荷PL的端到端的内部响应，其中在估算器的输入端接收有效载荷的输出信号Y和《黄金标准(Golden Standard)》X，即与期望的无失真输出信号相对应的参考信号，而不是基于测量的信号。参考信号由外部集团产生，在图上指定为标记GS。有利地，X能够相对于输出信号Y在时间上一致，以尽可能的减少b₀。这并非是必要的，但能够加速估算器的集中。

优选地，估算器BBES是“黑盒”类型，不使用有效载荷引起失真的现有知识。

这里，“端到端”意味着同时考虑由整个有效载荷设备链(或由其有关部分)引入的所有失真，包括非线性和/或不相干贡献。因此，在额定工作期间随着工作的发生，在图6中由短划线示出的边框内的所有单独的有效载荷设备的性能，以相关方式贡献着累积输出信号性能。有效载荷的不同设备之间的反接口效应，例如RF失谐效应，也自动地利用本发明的方法进行考虑。而且，在需要时，黄金标准还能够提供高精度和绝对时间戳参考系，特别是在有高精度的原子钟触发时。这对于根据本发明认为是短暂的时间恒定的H的较长期漂移特性是有用的，并且对于从所获取的数据的长期特性估算“时间恒定”阶段是有用的。

根据本发明的优选实施方式，累积失真的频率响应传递函数(FRTF)结合标准的交叉频谱估算器进行计算，通过计算如下等式所示的输出-输入信号比：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{Y\left(\mathrm{\ω}\right)}{X\left(\mathrm{\ω}\right)}=\frac{G_{\mathrm{YX}}\left(\mathrm{\ω}\right)}{G_{\mathrm{XX}}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(6\right)$

其中X(ω)是在频域中的参考信号，或“黄金标准”，Y(ω)是也在频域中的、所测量的输出信号，而G_XY(ω)和G_XX(ω)分别是平均的互功率和自动功率频谱，后者被用作归一化因子(这里用连续时间表示)。

在时域，G_XY(ω)和G_XX(ω)能够计算为：

是傅立叶变换算子。

在频域，G_XY(ω)和G_XX(ω)能够计算为(这里用离散频率表示)：

$G_{\mathrm{YX}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{m}\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_k\left(\mathrm{\ω}\right)\stackrel{\‾}{X_k\left(\mathrm{\ω}\right)}$

$G_{\mathrm{XX}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{m}\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\left(\mathrm{\ω}\right)\stackrel{\‾}{X_k\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(8\right)$

m是所使用的离散数据集的长度。

最终的振幅和相位特性容易地推导为：

A(ω)＝|H(ω)|

φ(ω)＝arg(H(ω))                 (9)

如上所述，A(ω)和φ(ω)还考虑了对累计失真的非相干性和非线性贡献(见图5A和5B)。

根据本发明，发射有效载荷被认为是黑盒，额定工作输出信号用于估算剩余输出信号失真。在这里考虑的示例中，对于图6的有产生能力的有效载荷，在信号产生单元内实现补偿能力，该信号产生单元能够将理想的(黄金标准)参考信号加上叠加补偿传递函数H_c产生为它的额定输出信号。如上所述，这个“额定”输出信号没有对应有效载荷中的任何“实”信号，因为SGU本身贡献有效载荷累计失真，并且这个贡献也被本发明的补偿方法所考虑。

能够以各种不同的方式实现补偿传递函数H_c，这对本领域的技术人员来说是显而易见的。其中，具体实现的选择依赖于剩余累计失真的所请求的级别，以及将被补偿的累积失真的类型。在大多数情况下，只引入线性补偿的标准数字有限冲击响应(FIR)滤波器足以实现剩余累积失真目的。对振幅和相位域的完整非对称控制通常利用数学复杂(I&Q)拓扑实现。本发明显著的特征是能够同时包括除线性以外的非线性和/或非相干失真的补偿，并且在频率上，通过将其考虑为在净等效输出信号失真传递函数中的累积贡献者元素，来引入纯线性补偿传递函数。

为实现所述补偿传递函数，FIR滤波器尤其是优选的，但是也能使用无限脉冲响应(IIR)滤波器。

应当理解，补偿传递函数还能够在发射有效载荷内的不同位置实现，而不是必须在SGU内。然而，相比于一般需要额外的高功率元素的前反馈补偿方案，后者对于包含低功率控制的、有产生能力的有效载荷来说是非常自然的选择。

由于有效载荷的内部结构信息没有被使用(黑盒方法)，所以大多数情况下需要使用迭代方法以在频率上实现令人满意的信号失真补偿。这主要是因为在误差代价函数被用作收敛性判定标准时，会产生非单调的收敛轨迹的非相干和非线性失真机制。然而，当没有H的存储效应被包含时，单调性收敛是最常实现的。特别是当非线性失真很严重时，在有效载荷中包含非线性预矫正部分可能是有利的，如本技术领域所公知的(例如用于校正由HPA引入的增益补偿的增益放大级)。根据本发明并不强制减少非线性失真的贡献，但是能够加速用于确定H_c的迭代程序的收敛。

图7表示了根据本发明的方法的高级算法。

本方法的第一步S1是测量发射有效载荷的额定工作输出信号[Y(ω)]_n/[y(t)]_n(指数“n”表示算法的第n次迭代；在第一次迭代时n＝1)。这个输出信号对应于由累积有效载荷失真所影响的、SGU的“额定”输出信号。依次的，SGU的“额定”输出等于被应用于初始试验性补偿传递函数[H_c(ω)]₁的理想输出信号。在算法之初，所述初始试验性补偿传递函数能够恒等于1：

接着(S2)，优选地根据等式6至9的交叉频谱方法，通过执行黑盒估算，计算累积振幅和相位失真响应，[A(ω)]_n和[φ(ω)]_n。“黄金标准”或参考信号X_理想的(ω)/x_理想的(t)，公知的是，与所测量的输出信号[Y(ω)]_n/[y(t)]_n一起用于执行估算。在算法的第n次迭代，工作输出信号的剩余累积失真响应在频域被标记为[H_d(ω)]_n，在时域被标记为[h_d(t)]_n。

在用于考虑影响剩余累积响应的确定的、不确定性评定的可选择校准步骤S3后，[H_d(ω)]_n用于计算更新的试验性补偿传递函数[H_c(ω)]_n+1(S4)；例如，在第一次迭代的结尾获得[H_c(ω)]₂。这个更新的试验性补偿传递函数被上传到有效载荷的SGU，并用于产生下一个输出信号[Y(ω)]_n+1/[y(t)]_n+1(S5)。

本方法的上述步骤被迭代地重复直到满足目标条件，表示已经实现了令人满意的信号失真补偿。典型的目标条件是在工作带宽(均衡)内获得接***坦的振幅和相位频率响应函数。可替代的收敛成败标准能够包括：对于振幅和相位域，在工作频带上将边界误差包络体(或在频带外，以维持带外发射的要求)限定于需要留下的剩余失真参数中。这在图9上图示，其中曲线A1和A2分别表示不一致的和一致的失真参数响应[A(ω)]_n(振幅分量)或[φ(ω)]_n(相位分量)。

在工作期间随着时间的进展，在有效载荷中的参数漂移将降低补偿的效果，并且信号的失真将再次增长到不可接受的水平。新的迭代循环将固定有效载荷性能的退化，而不需要特征化漂移比和/或辨别其起因。

图8以框图的形式更详细地介绍了算法，其中框GP表示有产生能力的有效载荷(见图5A)，框EC表示估算/补偿算法。

在EC框中，EST表示黑盒交叉频谱估算器，接收所测量的有效载荷输出信号[Y(ω)]_n/[y(t)]_n和人工产生的参考信号或“黄金标准”X(ω)/x(t)作为输入。EST框输出所估算的剩余累积响应[H_d(ω)]_n，分解成它的振幅[A(ω)]_n和相位[φ(ω)]_n分量；可选择地，它还能产生相干函数[γ²(ω)]_n和信噪比[SNR(ω)]_n的估算。

估算的剩余累积响应[H_d(ω)]_n除以预定义的校准传递函数H_cal(ω)＝A_cal(ω)·exp{iφ_cal(ω)}。在图中，除法运算表示为减法，因为一般以对数单位表示振幅分量。如上所述，校准传递函数表示影响剩余累积响应确定的所评定的不确定性。

(校准的)剩余累积响[H’_d(ω)]_n应用作测试框的输入，验证目标条件。在它的最简式中，这个条件包括利用最小二乘估算符f_LSE定义的成本函数误差值：

e＝f_LSE(|X(ω)-Y(ω)|)≤e_目标       (10)

还能够使用具有更好收敛性和/或其他类型标准的更复杂的估算器，例如前面提及的边界错误包络体。当偏差的复本的振幅(根据前面描述的机制)需要以定量的方式被控制时，边界错误包络体标准特别有用。其他方式可选择地使用相干和SNR函数。这也在图8中所表示。一个方法包括为这两个函数定义相似类型的收敛目标，如为标准振幅和相位剩余的参数所描述的。另一方法包括只使用它们作为独立的收敛参数指示符。收敛特性的总体最优化，以及最优化拓扑的选择通常基于设计模拟而个别地定义。

本方法的下一个步骤包括更新有效载荷的SGU所应用的试验性补偿传递函数。根据图8上所表示的示例性实施，这一步通过将当前补偿传递函数[H_c(ω)]_n除以当前剩余失真(校准后)[H’_d(ω)]_n来实现。像校准步骤一样，对于传递函数的振幅分量使用对数单位，允许用减法运算符表示除法运算。在框图上，z^-1表示量化的时延运算符，如本领域通常所知。完整的算法EC的位置和人工产生的参考信号GS的存储能够在板载(包括发射有效载荷)的任何位置，并/或在地面上实现。GS的存储通常使用查找表实现，在需要时该查找表能够可替换地动态更新。

如果通过FIR数字滤波器实现SGU的补偿能力，本方法的又一步骤包括确定时域FIR系数[h_c(t)]_n并将它们上传到有效载荷的GP。这导致新的输出信号[Y(ω)]_n+1具有较少的剩余失真内容。重复完整的周期，直到达到收敛，即直到满足目标条件。

可以进行一些选择以关闭整体环。第一配置包括在AIV阶段关闭卫星外部的环路，并且测量地面站或试验设备中的剩余失真。在这种情况下，估算和补偿将包括由传递路径引入的和由地面站或测量设备引入的、在工作频带上振幅和相位的失真，这不是普通的工作。第二种选择包括关闭卫星板载的测量闭环。如果算法在地面上实现，则能够使这些值下行，或者如果算法在板载上实现，则能够直接板载上使用这些值。混合方案也是可行的。应当注意，闭环控制之外的所有误差因素将被校正，像通用的工程实践一样。

应当注意，当确定补偿传递函数时，计算准确性通常受到以下影响：固定信号量化栅极的比特数量；如果使用FIR滤波器，其数字长度；采样输入数据集的长度；完整处理采样阶段；以及固定动态补偿范围的有效载荷工作点限制。这些变量的限定和优化是完整设计过程的一部分。

由于本发明还基于使用额定工作信号，因此不连续通常发生在剩余失真响应函数中的零信号的周围。这通常由来自有效载荷链中的任意非线性处理的频谱再增长能量所导致，显然主要是RF高功率放大器，该放大器充满原始无失真信号(无相干能量扩展)的零信号间隔。这种不连续由原始信号(旁)瓣所导致的一样，所述旁瓣干扰能量传播。这在图10A至10E上被图示，图10A至10E示出了对于振幅和相位域，在零信号周围不连续的剩余失真函数的实际例子。这个例子也用于演示使用本发明的方法的、具有以下设置的补充迭代序列：根据如对图4所述的定义，信号子分量成分＝BOC(10，5)-c和BOC(0，5)(后者等于BPSK(5))；工作点非线性元素＝1dB输出补偿；以及在非线性元素＝40MHz前任意选择的滤波器带宽，这为了向非线性元素产生输入信号的包络变化。主动补偿(A_c(ω)，φ_c(ω))意味着应用于实际观察的剩余失真(A_d(ω)，φ_d(ω))的当前补偿。

附图图解如下：

-图10A：无失真输出信号的频谱，示出了零信号；

-图10B：剩余失真和未补偿的有效载荷的当前主动的补偿传递函数(左图：振幅；右图：相位)，主动的补偿等于0dB(振幅)和0°(相位)，即H_c(ω)＝1；

-图10C：第一次迭代后，剩余失真和当前主动的补偿传递函数(左图：振幅；右图：相位)，主动的补偿等于未补偿的剩余失真的倒数；

-图10D：第二次迭代后，剩余失真和当前主动的补偿传递函数(左图：振幅；右图：相位)，主动的补偿等于前面的具有更新的附加值的补偿；

-图10D：第三次迭代后，剩余失真和当前主动的补偿传递函数(左图：振幅；右图：相位)。

在图10B至10E的每一个上，曲线D、D’表示剩余失真(分别是振幅和相位)，并且曲线C、C’表示当前主动的补偿函数的试验性补偿传递函数的振幅和相位分量。偏移这些曲线以清晰显示：针对曲线D、D’的y-轴刻度在每个标绘图的左侧，针对C、C’的y-轴刻度在右侧轴上。

本实例还给出实现收敛所需要的迭代的通用次数的概念。能够看出，补偿有效载荷的响应的主要提升来自初始的两次迭代；进一步的迭代主要提升了零信号周围的响应平滑(在图10E上几乎看不见)。

图12A至图12F证明了在使用根据本发明的方法的原型有效载荷上的实际结果。图12A、12B和12C分别表示未补偿有效载荷的振幅A_d(ω)、相位响应φ_d(ω)；如图4所描述的使用同类型信号对相关函数的影响；以及调制群。图12C、12D和12E表示本方法的单次迭代后的同样情况。通过一次单次迭代能够观察到振幅和相位频率响应的显著平滑，以及相关函数和信号群的对称。零信号周围的剩余失真通常在另外的迭代中减少。在这种情况下，在实验室或者地面站设备中测量有效载荷的额定工作输出信号，计算H_c，并上传到有效载荷(例如SGU)以关闭补偿环路。

可能存在多种环路配置。虽然闭环是达到最佳补偿效果的基准解决方案，但是开环(例如以无迭代模式计算H_c)和闭环(根据前面的输入以迭代渐进模式计算H_c)配置都是可以的。闭环配置处理时间上的参数漂移(H短暂的时间恒定)也是理想的。特别地，这对于在有效载荷的寿命期间的维护工作是很有意义的。假定考虑了环境参数变量的典型时间常量，如图1所示，以及寿命的降低，高速和实时性能不是必要的。这允许将补偿算法应用为具有低处理工作循环的补充背景程序。因此这产生了相比于其他额定工作卫星应用的最小消耗，其是时间关键的，并且需要大量处理和板载链接带宽资源，即姿态控制和内务处理工作。这种非自主(需要定时操作介入)和自主的配置也都是可能的。

Claims (22)

1.一种对发射有效载荷(GP)中的信号失真进行补偿的方法，所述方法包括确定补偿传递函数(H_c(ω))以及将其引入所述有效载荷的累积响应内，所述方法的特征在于其包括：

(a)选择初始试验性补偿传递函数([H_c(ω)]_n)并且将其引入所述有效载荷(GP)的累积响应内；

(b)获取所述发射有效载荷的输出信号(Y(ω)，y(t))；

(c)根据所述获取的输出信号和参考信号(X_理想的(ω)，x_理想的(t))，进行所述发射有效载荷的剩余失真传递函数([H_d(ω)]_n)的估算，所述参考信号(X_理想的(ω)，x_理想的(t))对应于所期望的无失真输出信号；以及

(d)根据所述剩余失真传递函数的所述估算，计算更新的试验性补偿传递函数([H_c(ω)]_n+1)并且将其引入所述有效载荷的累积响应内。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述有效载荷的所述累积响应和剩余失真传递函数包括对于所有频率同时的线性、非相干和非线性失真分量。

3.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述试验性补偿传递函数([H_c(ω)]_n)是线性传递函数。

4.如任一前述权利要求所述的方法，还包括将非线性预矫正传递函数应用于有效载荷以减少其累积失真中的非线性贡献。

5.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述累积有效载荷响应是时间恒定的，至少在短时间内，并且是无记忆的，而且所述理想参考信号是时间恒定的。

6.如任一前述权利要求所述的方法，还包括迭代地重复步骤(b)至(d)直到满足目标条件，表示已经实现了令人满意的信号失真补偿。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述试验性补偿传递函数包括有限冲击响应滤波器形式的线性分量，并且所述步骤(d)包含为所述有限冲击响应滤波器确定更新系数([h_c(t)]_n+1)。

8.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述参考信号是故意产生的，而不是从所述发射有效载荷内测量的。

9.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述输出信号(Y(ω)，y(t))是从所述发射有效载荷获取的唯一信号，用于执行所述剩余失真传递函数的所述黑盒估算。

10.如任一前述权利要求所述的方法，其中通过使用交叉频谱估算器(EST)来进行所述步骤(c)的执行剩余失真传递函数的黑盒估算。

11.如任一前述权利要求所述的方法，还包括在计算所述更新试验性补偿传递函数之前，将所述估算的剩余失真传递函数除以校准传递函数(H_cal(ω))。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述校准传递函数表示所述剩余累积响应函数的估算的不确定性评定。

13.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述步骤(d)的计算更新试验性补偿传递函数([H_c(ω)]_n+1)包括将在先前迭代([H_c(ω)]_n)期间计算的试验性补偿传递函数除以当前估算的剩余失真传递函数([H_d(ω)]_n)。

14.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述目标条件是设置于当前估算的剩余失真传递函数上的条件。

15.如任一前述权利要求所述的方法，还包括计算相对于所述参考信号的相干函数(γ²(ω))和所述所获取输出信号的信噪水平(SNR(ω))，并且其中所述目标条件考虑了所述相干函数和信噪水平。

16.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述额定工作输出信号是在所述发射有效载荷外的接收站获取的。

17.如权利要求1-15中的任一项所述的方法，其中所述输出信号是在所述发射有效载荷内获取的。

18.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述发射有效载荷是有产生能力的有效载荷。

19.如任一前述权利要求所述的方法，其中所述发射有效载荷是航天器有效载荷。

20.如权利要求19所述的方法到地面验证的应用以及已经被集成到航天器的发射有效载荷的配置。

21.如权利要求19所述的方法到空间验证的应用、以及通过使用额定工作输出信号作为所述获取的输出信号的航天器发射有效载荷的配置，因此不需要服务中断。

22.一种发射有效载荷(GP)，包括用于预补偿信号失真的装置，其特征在于所述装置适用于执行如权利要求1至19中的任一项所述的方法。

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