CN101895501B - 基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法，特征是利用离散傅里叶变换调制滤波器组对非连续正交频分复用***接收信号进行信道化预滤波，即进行均匀子带分解，并根据频谱分布信息调整控制矩阵的取值，剔除与干扰信号相对应的子带信号，经过信道化滤波器组的综合处理获得干扰消除后的非连续正交频分复用重建信号，最后采用子载波功率差分方法对重建信号做同步估计。本发明在降低设计复杂度的同时，能有效地应用于存在动态多源干扰的实际***的抗干扰同步。

Description

基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法

技术领域

本发明属于正交多路复用***技术领域，具体涉及在多主用户干扰源存在的环境中基于信道化预滤波进行的非连续正交频分复用***抗干扰同步估计方法。

背景技术

非连续正交频分复用(NC-OFDM)是一种基于认知无线电的数据传输技术，它适用于离散频谱碎片的环境，可视作传统正交频分复用(OFDM)技术的一种变型。NC-OFDM继承了OFDM的高速率、高频谱利用率和高度对抗频率选择性衰落特性，成为认知无线通信的一种有效的数据传输技术。NC-OFDM***通过频谱感知模块检测通信环境中的频谱空洞，并将其分配给非授权用户使用，同时关闭与主用户工作频带对应的子载波，从而使主用户和非授权用户可以在互不干扰的情况下各自传输数据。由于NC-OFDM技术可以满足认知无线电对于信号频谱的组合、裁剪和频率分配等方面的灵活性要求，易于实现动态频谱资源控制，因此它被认为是***移动通信***中极具竞争力的候选技术之一。

在NC-OFDM***中，接收端的离散傅里叶变换(DFT)操作会导致主用户的频谱发生能量扩散，进而干扰到邻近的NC-OFDM子载波数据，这将导致接收端在采用《无线电工程》(无线电工程，2009，39(8)：17-20)提出的子载波功率差分(DSP)方法时的同步估计性能严重恶化。为了有效改善这种恶化，NC-OFDM***通常要对接收信号采取一定的措施以抑制主用户所带来的干扰，常用的方法是采用预滤波方法，通常是在接收端利用有限冲激响应(FIR)滤波器对主用户频谱进行滤除。《信息社会技术-移动无线通信峰会》(IST Mobile and Wireless Telecommunications Summit，2003：788-792)中指出，时域预滤波能在一定程度上改善同步性能，但主用户干扰抑制效果与同步性能之间存在着矛盾，需通过滤波器阶数的合理选择来进行性能折中，且通常只能采用低阶滤波器。

国际电气与电子工程师协会第三次“动态频谱接入网络的新领域”研讨会(NewFrontiers in Dynamic Spectrum Access Networks，2008.3rd IEEE Symposium on 14-17Oct.2008：1-10)提出的一种基于低阶FIR滤波器的抗干扰同步算法，针对预滤波引起的NC-OFDM有效子载波信号的深度衰落问题，通过在后续采用均衡的方式来加入补偿。然而，实际***中，接收频带内通常存在着多个非连续分布的主用户干扰源，此时所需设计的FIR滤波器将十分复杂，其滤波阶数也非常高，必然会导致同步性能的衰竭，以至无法使用。

发明内容

本发明的目的是提出一种基于信道化预滤波的非连续正交频分复用(NC-OFDM)抗干扰同步方法，以解决现有方法设计复杂度高、无法应用于存在多个主用户干扰源的实际***中的问题，提高接收端的同步估计性能。

本发明基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法，先采用无约束的优化算法通过迭代的方式得到原型滤波器，经离散傅里叶变换(DFT)调制得到非临界抽取均匀滤波器组并作为信道化滤波器组，根据前端频谱感知模块所获得的非授权用户和各主用户以及保护带的频谱位置信息，控制信道化滤波器组的通道开关，滤除主用户干扰，进而对干扰消除后的信号做同步估计；其特征在于按以下步骤进行：

步骤一、将原始数字发送信号经过非连续正交频分复用发送端调制后得到的发送数字基带信号，再通过多径信道的传输后，在接收端得到受加性高斯白噪声及主用户干扰影响的接收信号；

步骤二、将信道化滤波器组的通道数目P设置为aN，其中N为***子载波总数，每个子载波上的滤波器组通道数目a取值为正整数，设置***采样率为P/2；对每通道的滤波器做多相分解并采用多速率***中的等效变换，得到I型多相实现结构，离散傅里叶逆变换(IDFT)矩阵

中，矩阵行号g取值范围为0≤g≤P-1，矩阵列号h取值范围为0≤h≤P-1；每个子载波与调制滤波器组的a个连续的子通道相对应，子载波c_i对应的通道集合为C_i＝{ai-a+1，ai-a+2，…，ai}，子载波序号i＝1，2，…，N；

步骤三、利用信道化滤波器组的分析部分对接收信号进行均匀子带分解，获得与子载波c_i对应的子带信号集合Y_i＝{y_ai-a+1，y_ai-a+2，…，y_ai}，y_e是通过子带分解得到的第e通道上的子带信号，通道序号e＝ai-a+1，ai-a+2，…，ai；

步骤四、第l个主用户在全频带中占用的频谱位置

中的子载波序号按升序排列，其中表示第l个主用户占用的第m个子载波的序号或位置，l＝1，2，...，Q，

Q为在全频带中占用非连续频谱块的主用户数目，

为第l个主用户占用的子载波的个数，干扰信号占用的子载波序号或位置集合

中的子载波序号按升序排列；每个主用户频谱块两侧均添加G个子载波的保护间隔；非授权用户的频谱位置为

其中

表示空集，

s＝2，...，Q，

根据非授权用户的频谱位置信息N_C和干扰信号的频谱位置信息N_M按下面给出的方式来调整控制矩阵S中对角线元素的取值，关闭与干扰信号占用子载波相对应的滤波器组通道，并关闭与干扰信号相邻近一侧保护带子载波所对应的通道，其中，控制矩阵

为aN行aN列矩阵；若通道j被关闭，则该通道对应的对角线元素b_jj＝0；若通道j被激活，则该通道对应的对角线元素b_jj＝1；

在所有通道上的子带信号所构成的子带信号集合中剔除与被关闭通道j及其邻接通道所对应的干扰子带信号后，获得有效子带信号集合

其中：

第一个有效子带信号集合

第一个部分子带信号集合

t₁为第一个有效子带信号集合的编号；

第s个有效子带信号集合

第s个上半部分子带信号集合

第s个下半部分子带信号集合t_s为第s个有效子带信号集合的编号；

第Q+1个有效子带信号集合

第Q+1个部分子带信号集合t_Q+1为第Q+1个有效子带信号集合的编号；

步骤五、利用信道化滤波器组的综合部分对有效子带信号集合Y_U中的有效子带信号进行综合处理，获得干扰消除后的非连续正交频分复用有效载波重建信号；

步骤六、对重建信号采用基于子载波功率方差思想的子载波功率差分(DSP)方法做同步估计；

步骤七、将同步后的信号经过非连续正交频分复用接收端解调后，即获得原始数字发送信号的频域恢复数据。

由于本发明采用了DFT调制信道化滤波器组来提取并重建NC-OFDM有效载波信号，同时采用了控制矩阵来剔除不同分布状态下的干扰子带信号，并在此基础上对干扰消除后的信号应用了基于子载波功率方差思想的DSP方法做同步估计，从而把抗干扰同步问题从单源环境下拓展到了非连续多源环境之下。与国际电气与电子工程师协会第三次《动态频谱接入网络的新领域》研讨会(New Frontiers in Dynamic Spectrum AccessNetworks，2008.3rd IEEE Symposium on 14-17Oct.2008：1-10)中所介绍的基于低阶FIR滤波器的抗干扰同步算法相比，本发明方法设计复杂度低，仅需设计一个原型滤波器，并且可方便地应用于存在动态多源干扰的实际***的抗干扰同步。

附图说明

图1为基于信道化预滤波的NC-OFDM***框图。

图2为每个子载波上的滤波器组通道数目a＝2时的信道化滤波结构框图。

图3为实施例1中信干比-15dB时的接收信号功率谱示意图。

图4为本发明方法应用在实施例1时的定时估计性能曲线。

图5为本发明方法应用在实施例1时的频偏估计性能曲线。

图6为实施例2中信干比-10dB时的接收信号功率谱示意图。

图7为本发明方法应用在实施例2时的定时估计性能曲线。

图8为本发明方法应用在实施例2时的频偏估计性能曲线。

具体实施方式

实施例1：具有三个主用户干扰的非连续正交频分复用***的抗干扰同步估计

本实施例以下面给出的具有三个主用户干扰的非连续正交频分复用***为例，介绍本发明的具体实施方式。

设该非连续正交频分复用***的总子载波个数N＝64，循环前缀长度L_cp＝16，信道的最大时延扩展径数L＝10，信噪比SNR＝20dB，仿真中每次统计使用的符号数USE＝20。采用本发明基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法来对具有三个主用户干扰的非连续正交频分复用***进行的抗干扰同步估计。

图1给出了本实施例基于信道化预滤波的NC-OFDM***框图。

本实施例基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法的步骤如下：

1、如图1中所示，原始数字发送信号t(n)经过非连续正交频分复用发送端调制A后得到发送数字基带信号s(n)，再通过多径信道B的传输后，在接收端将得到受加性高斯白噪声AWGN及主用户干扰C影响的接收信号r(n)；

2、对接收信号r(n)进行信道化预滤波D的处理，将图2中的信道化滤波器组的通道数目P设置为2N＝128，设置***采样率为64；对每通道的滤波器做多相分解并采用多速率***中的等效变换，得到I型多相实现结构，E_g(z)为原型滤波器H(z)的I型多相分量，离散傅里叶逆变换(IDFT)矩阵

中，矩阵行号g取值范围为0≤g≤127，矩阵列号h取值范围为0≤h≤127；每个子载波与调制滤波器组的2个连续的子通道相对应，子载波c_i对应的通道集合为C_i＝{2i-1，2i}，子载波序号i＝1，2，…，64；

图2给出了每个子载波上的滤波器组通道数目a＝2时的信道化滤波结构框图。

3、利用图2中信道化滤波器组的分析部分对接收信号r(n)进行均匀子带分解E的处理，获得与子载波c_i对应的子带信号集合Y_i＝{y_2i-1，y_2i}，其中y_e是通过子带分解得到的第e通道上的子带信号，通道序号e＝2i-1，2i；在图2中，接收信号r(n)首先经过e-1个单位延时单元z^-1，接着经过采样率为64的下采样Ke的处理，之后与多相分量E_e(z²)做时域卷积并经过共轭的离散傅里叶逆变换(IDFT)矩阵

后即可获得该通道e上的子带信号y_e，符号*表示共轭；

4、通过主用户和非授权用户及保护带分布信息F可得：主用户干扰信号占用的子载波序号或位置集合为N_M＝{15，40:42，54}；每个主用户频谱块的两侧均添加了G＝3个子载波的保护间隔；非授权用户的频谱位置为N_C＝{1:11，19:36，46:50，58:64}；根据非授权用户的频谱位置信息N_C和干扰信号的频谱位置信息N_M来调整图2中的控制矩阵S中对角线元素的取值，关闭与干扰信号占用子载波相对应的滤波器组通道，并关闭与干扰信号相邻近一侧保护带子载波所对应的通道，其中，控制矩阵为128行128列矩阵，对角线元素序号j∈{28:31，78:85，106:109}所对应的对角线元素b_jj＝0，其余通道对应的对角线元素b_jj＝1；在所有通道上的子带信号所构成的子带信号集合中剔除与被关闭通道j及其邻接通道所对应的干扰子带信号后获得有效子带信号集合Y_U＝{y₁:y₂₇，y₃₂:y₇₇，y₈₆:y₁₀₅，y₁₁₀:y₁₂₈}；

5、利用图2中信道化滤波器组的综合部分对有效子带信号集合Y_U中的有效子带信号做NC-OFDM有效载波信号重建H的处理，子带信号y_e首先通过IDFT矩阵W_2N，之后与多相分量E_2N-e(z²)做时域卷积并经过采样率为64的上采样O_e的处理，再经过2N-e个单位延时单元z^-1后即可获得该通道e上的重建子带信号，其中第e通道上的子带信号y_e∈Y_U，最后将所有与有效子带信号集合Y_U对应的各重建子带信号相加即可获得干扰消除后的NC-OFDM有效载波重建信号

6、对重建信号

采用图1中基于子载波功率方差思想的子载波功率差分方法DSP做同步估计，对同步联合估计器

进行定时点θ域和频偏补偿值μ域的二维搜索，获得其全局最小值所对应的有效定时点估计值

与频偏估计值

其中符号为求模运算；

7、令同步后的信号经过NC-OFDM接收端解调J后即可获得原始数字发送信号t(n)的频域恢复数据z(n)。

从上面的步骤可以看出，在获得非授权用户和各主用户以及保护带的频谱位置信息后，通过对控制矩阵S对角线上元素取值的调整，即可剔除与不同非连续频谱块中干扰信号相对应的子带信号，而采用国际电气与电子工程师协会第三次《动态频谱接入网络的新领域》研讨会(New Frontiers in Dynamic Spectrum Access Networks，2008.3rd IEEESymposium on 14-17Oct.2008：1-10)中的基于低阶FIR滤波器的抗干扰同步算法，所需设计的FIR滤波器将十分复杂，其滤波阶数很高，在本实施例中，为了达到良好的干扰消除效果，其滤波阶数至少为384，远远大于***循环前缀的长度，从而带来严重的ISI干扰，最终导致同步性能的衰竭，以至无法使用；可见本发明所提供的方法极大地降低了设计复杂度，能应用于真实***中。

图3为本实施例中信干比-15dB时的接收信号功率谱示意图，图中M1为主用户谱，N1为非授权用户谱，可见非授权用户受到了主用户的多源强干扰。

图4为上述非连续正交频分复用***采用本发明所提供的抗干扰同步方法、无干扰无预滤波的理想情况下和有干扰无预滤波时的定时估计性能曲线比较图。

图5为上述非连续正交频分复用***采用本发明所提供的抗干扰同步方法、无干扰无预滤波的理想情况下和有干扰无预滤波时的频偏估计性能曲线比较图。

从图4和图5中可以看出，采用本发明方法时的定时捕获概率性能曲线A10和定时均方误差性能曲线A11和频偏均方误差性能曲线D1，要远优于有干扰无滤波时的定时捕获概率性能曲线B10和定时均方误差性能曲线B11和频偏均方误差性能曲线E1；将它与无干扰无预滤波时的定时捕获概率性能曲线C10和定时均方误差性能曲线C11和频偏均方误差性能曲线F1相比，本发明方法在信干比大于等于-15dB时将获得逼近理想情况下的定时和频偏估计性能，当信干比小于-15dB时，主用户的边带谱将会泄漏到未激活通道的子载波上，进而影响到针对接收信号的同步估计性能，随着信干比的进一步减小，这种泄露将会越来越明显，从而导致性能的进一步恶化。结合图3可见，本发明所提供的方法是十分有效的，它能有效地消除多源干扰带来的性能恶化，提高***的同步估计性能。

实施例2：具有七个主用户干扰的非连续正交频分复用***的抗干扰同步估计

设该非连续正交频分复用***的总子载波个数N＝64，循环前缀长度L_cp＝16，信道的最大时延扩展径数L＝10，信噪比SNR＝20dB，仿真中每次统计使用的符号数USE＝20。

对实施步骤进行分析可知，采用本发明基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法来对具有七个主用户干扰的非连续正交频分复用***进行抗干扰同步估计时，除了需要被剔除的与主用户干扰相对应的子带信号编号及数目外，其步骤与实施例1完全相同。结果如下：

P＝128，上下采样率均为64；

0≤g≤127，0≤h≤127；

N_M＝{6，15，24，33，42，51，60}；

G＝3；

N_C＝{1:2，10:11，19:20，28:29，37:38，46:47，55:56，64}；

b_jj＝0，j∈{10:13，28:31，46:49，64:67，82:85，100:103，118:121}，其余b_jj＝1；

Y_U＝{y₁:y₉，y₁₄:y₂₇，y₃₂:y₄₅，y₅₀:y₆₃，y₆₈:y₈₁，y₈₆:y₉₉，y₁₀₄:y₁₁₇，y₁₂₂:y₁₂₈}；

从上面的步骤可以看出，在获得非授权用户和各主用户以及保护带的频谱位置信息后，通过对控制矩阵S对角线上元素取值的调整，即可剔除与不同非连续频谱块中干扰信号相对应的子带信号，而采用国际电气与电子工程师协会第三次《动态频谱接入网络的新领域》研讨会(New Frontiers in Dynamic Spectrum Access Networks，2008.3rd IEEESymposium on 14-17Oct.2008：1-10)中的基于低阶FIR滤波器的抗干扰同步算法，所需设计的FIR滤波器将十分复杂，其滤波阶数非常高，在本实施例中，为了达到良好的干扰消除效果，其滤波阶数至少为768，远远大于***循环前缀的长度，从而带来严重的ISI干扰，最终导致同步性能的衰竭，以至无法使用；可见本发明所提供的方法极大地降低了设计复杂度，能应用于真实***中；将本实施例的同步估计结果与实施例1的同步估计结果相比，容易看出，采用本发明方法基于信道化预滤波的NC-OFDM抗干扰同步时，在保护间隔以及信噪比一定的情况下，其性能均能随信干比的增大逐步逼近性能界，并在到达一定界限后始终保持在性能界的附近。

图6为本实施例中信干比-10dB时的接收信号功率谱示意图，M2为主用户谱，N2为非授权用户谱，可见非授权用户受到了主用户的多源强干扰。

图7为上述非连续正交频分复用***采用本发明所提供的抗干扰同步方法、无干扰无预滤波的理想情况下和有干扰无预滤波时的定时估计性能曲线比较图。

图8为上述非连续正交频分复用***采用本发明所提供的抗干扰同步方法、无干扰无预滤波的理想情况下和有干扰无预滤波时的频偏估计性能曲线比较图。

从图7和图8中可以看出，采用本发明方法时的定时捕获概率性能曲线A20和定时均方误差性能曲线A21和频偏均方误差性能曲线D2，要远优于有干扰无滤波时的定时捕获概率性能曲线B20和定时均方误差性能曲线B21和频偏均方误差性能曲线E2；将它与无干扰无预滤波时的定时捕获概率性能曲线C20和定时均方误差性能曲线C21和频偏均方误差性能曲线F2相比，本发明方法在信干比大于等于-10dB时仍将获得逼近理想情况下的定时和频偏估计性能，当信干比小于-10dB时，主用户的边带谱将会泄漏到未激活通道的子载波上，进而影响到针对接收信号的同步估计性能，随着信干比的进一步减小，这种泄露将会越来越明显，从而导致性能的进一步恶化。结合图6，此实施例再一次说明本发明所提供的方法是十分有效的，它能有效地消除多源干扰带来的接收性能恶化，提高***的同步估计性能。

Claims (1)

1.一种基于信道化预滤波的非连续正交频分复用抗干扰同步方法，先采用无约束的优化算法通过迭代的方式得到原型滤波器，经离散傅里叶变换调制得到非临界抽取均匀滤波器组并作为信道化滤波器组，根据前端频谱感知模块所获得的非授权用户和各主用户以及保护带的频谱位置信息，控制信道化滤波器组的通道开关，滤除主用户干扰，进而对干扰消除后的信号做同步估计；其特征在于按以下步骤进行：

步骤一、将原始数字发送信号经过非连续正交频分复用发送端调制后得到的发送数字基带信号，再通过多径信道的传输后，在接收端得到受加性高斯白噪声及主用户干扰影响的接收信号；

步骤二、将信道化滤波器组的通道数目P设置为aN，其中N为***子载波总数，每个子载波上的滤波器组通道数目a取值为正整数，设置***采样率为P/2；对每通道的滤波器做多相分解并采用多速率***中的等效变换，得到I型多相实现结构，离散傅里叶逆变换矩阵

中，矩阵行号g取值范围为0≤g≤P-1，矩阵列号h取值范围为0≤h≤P-1；每个子载波与调制滤波器组的a个连续的子通道相对应，子载波c_i对应的通道集合为C_i＝{ai-a+1，ai-a+2，…，ai}，子载波序号i＝1，2，…，N；

步骤三、利用信道化滤波器组的分析部分对接收信号进行均匀子带分解，获得与子载波c_i对应的子带信号集合Y_i＝{y_ai-a+1，y_ai-a+2，…，y_ai}，y_e是通过子带分解得到的第e通道上的子带信号，通道序号e＝ai-a+1，ai-a+2，…，ai；

步骤四、第l个主用户在全频带中占用的频谱位置中的子载波序号按升序排列，其中

表示第l个主用户占用的第m个子载波的序号或位置，l＝1，2，...，Q，Q为在全频带中占用非连续频谱块的主用户数目，为第l个主用户占用的子载波的个数，干扰信号占用的子载波序号或位置集合

中的子载波序号按升序排列；每个主用户频谱块两侧均添加G个子载波的保护间隔；非授权用户的频谱位置为

其中

表示空集，

s＝2，...，Q，

根据非授权用户的频谱位置信息N_C和干扰信号的频谱位置信息N_M按下面给出的方式来调整控制矩阵S中对角线元素的取值，关闭与干扰信号占用子载波相对应的滤波器组通道，并关闭与干扰信号相邻近一侧保护带子载波所对应的通道，其中，控制矩阵

为aN行aN列矩阵；若通道j被关闭，则该通道对应的对角线元素b_jj＝0；若通道j被激活，则该通道对应的对角线元素b_jj＝1；在所有通道上的子带信号所构成的子带信号集合中剔除与被关闭通道j及其邻接通道所对应的干扰子带信号后，获得有效子带信号集合

其中：

第一个有效子带信号集合

第一个部分子带信号集合

t₁为第一个有效子带信号集合的编号；

第s个有效子带信号集合标

第s个上半部分子带信号集合

第s个下半部分子带信号集合

t_s为第s个有效子带信号集合的编号；

第Q+1个有效子带信号集合

第Q+1个部分子带信号集合

t_Q+1为第Q+1个有效子带信号集合的编号；

步骤五、利用信道化滤波器组的综合部分对有效子带信号集合Y_U中的有效子带信号进行综合处理，获得干扰消除后的非连续正交频分复用有效载波重建信号；

步骤六、对重建信号采用基于子载波功率方差思想的子载波功率差分方法做同步估计；

步骤七、将同步后的信号经过非连续正交频分复用接收端解调后，即获得原始数字发送信号的频域恢复数据。

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