CN101834572A - 宽带射频合成式功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及宽带射频合成式功率放大器，属于射频电路技术领域，包括N个放大器单元构成的放大器，其特征在于，还包括由K个四分之一波长的3dB正交电桥及K个负载通过M级级联而成的功率合成器；K个威尔金森同相宽带二分配器和K个90°移相器通过M级级联构成的功率分配器；M为正整数，N＝2^M，K＝2^M-1；本发明使整个放大器工作带宽宽，并具有体积小，效率高，且容易实现，复制性好的特点。

Description

宽带射频合成式功率放大器

技术领域

本发明属于射频电路技术领域，特别涉及对分配合成技术的改进。

背景技术

在通信、广播、雷达、工业加工、医疗仪器和科学研究领域通常需要用到高功率的射频功率放大器。由于其功率等级高，单只功率放大器件难以满足输出能力的要求，一般采用合成式功率放大器(以下简称合成式功放)；合成式功放包括三个部分：功率分配器，放大器，功率合成器，如图1所示；其中功率分配器将输入的射频功率分配到N个支路上；分配器每个支路的输出与一个放大器单元的输入连接，N个放大器单元的输出均与功率合成器的输入连接，每个放大器单元的输出功率等级相对不高，设为P，合成器最终将N路放大后的功率相加，得到N*P的总功率输出功率，N为正整数。

随着应用频率范围的扩宽和新业务的增长(如数字电视，3G移动通信)，对功放的带宽需求越来越高。合成式功放最终的带宽取决于上述三个部件的带宽。

目前，对于功率等级相对不高的放大器单元(如单管放大器)，通过负载牵引(Load Pull)技术和网络综合、计算机仿真优化手段，可以获得一个到几个倍频程的可用带宽。因此在合成式功率放大器中，分配器与合成器的宽带化设计成为关键。常规设计中，分配器与合成器为相同器件，结构完全对称，即分配器作为输出的端口，合成器作为输入的端口，反之亦然。

常用的分配合成方案一般有两种：第一种为正交方案，如图2所示，其中，图2(a)是两路正交合成式功率放大器的结构，其分配器与合成器都是采用四分之一波长的3dB正交电桥，射频功率由分配器的输入端21输入，经正交电桥分割为功率相等的两路，分别送至分配器的输出端口22和23。其中端口22的输出信号与输入信号相位相等，称为同相输出；端口23的输出信号比端口21落后90度，称为正交输出。分配器的两路输出信号经过两个相同的放大器单元放大后，输入到合成器的输入口25和26，最终在合成器的输出口27实现两路功率之和。端口27比25相位落后90度，与26同相。分配器与合成器各有一个吸收负载24和28。

图2(b)是基于两路合成放大器实现的N(N＝2^M)路合成放大器结构。分配器(合成器)由M级共2^M-1个3dB正交电桥构成，最终形成N个支路，M为正整数。

第二种为同相方案，采用Wilkinson型两路分配器与合成器，如图3所示，图中，分配器包括两段70.7欧姆的四分之一波长传输线，它们一端汇接于输入口31，另一端321和331分别作为分配器的输出端。100欧姆平衡电阻34跨接于两个输出端口之间。输入功率进入分配器端口31，被分配到端口321和331，两个端口的输出功率相等，相位相同。分配器的输出功率经过两路相同的放大器单元放大后，再由合成器将两路功率相加后由端口35输出。合成器原理与分配器相同。同样，通过M级级联，可将2路合成式功放扩展为N(N＝2^M)路。

上述正交方案和同相方案均不能满足宽带功放的要求，主要表现在：

正交分配合成器各个支路的幅度平衡度随频带和级联级数M的增加迅速恶化，导致放大器单元的功率负荷有较大差别，降低放大器单元的利用效率，并增加功率合成过程的损耗。例如，四分之一波长3dB正交电桥的功率分配特性如图4，图中，曲线41为0度输出信号，曲线42为90度输出信号；在一个倍频程内，两路输出信号幅度相差0.6dB。如果两级电桥级联为四路分配器(即M＝2)，则四路分配输出之间的功率差最大为1.2dB；当M＝3时，这种不平衡可达1.8dB。正交合成器有同样的问题。所以，幅度平衡度是限制正交型合成式放大器带宽的主要问题。

上述同相分配器和合成器结构由于完全对称，理想情况在很宽的带宽内(至少一个倍频程)各支路端口之间的幅度完全一致，幅度平衡度不存在带宽限制。但各端口反射损耗以及两个支路端口之间的隔离度带宽很窄，一般地，四分之一波长Wilkinson型网络，其端口反射损耗小于-20dB的相对带宽不大于37％，隔离度大于20dB的相对带宽不大于37％，如图5所示，其中，(a)为端口反射损耗曲线，(b)为隔离度曲线。可见反射损耗与隔离度的窄带特性限制了同相合成式功放的带宽。

现有扩展带宽的方案是合成器与分配器均采用相同的多节四分之一波长的结构，如图6所示；其中图6(a)是三段四分之一波长耦合线组成的宽带3dB正交电桥结构，它包括一段强耦合线61和分别与61相连的两段弱耦合线62和63。在一个倍频程内幅度平衡度小于0.1dB。该模型中的弱耦合传输线的特性对结构参数(如传输线宽度和传输线间的间距)非常敏感，进而影响整个电桥的最终特性，因此在实际应用中此方案的可实现性和成品率均不理想。

图6(b)为两节四分之一波长的威尔金森(Wilkinson)器件作为二分配器和二合成结构，它包括两对四分之一波长的阻抗变化线64和65，它们级联在一起。每一对阻抗变换线跨接一个平衡电阻66和67。其-20dB反射损耗带宽达94％，该带宽内隔离度大于20dB。如需要更宽的带宽，可以增加四分之一波长线的节数至3，4，5等等。

上述宽带化措施虽然解决了幅度平衡度、反射损耗和隔离度的带宽问题，但由于采用多节四分之一波长结构，导致其损耗增大，用作功率合成器时会降低功放的总体效率。另外，合成器的功率负荷较大，高损耗会导致发热，增加热设计的难度。大功率合成器所选用的传输线体积一般较大，多节结构会进一步加大其空间占用，实现难度更大。所以该宽带化方案不适合用于大功率宽带合成器。

发明内容

本发明的目的是为克服现有合成式功率放大器中分配器与合成器的不足，提出一种宽带射频合成式功率放大器，通过建立幅度平衡度与最终合成损耗的理论模型，找到一种优化的分配合成方案，即分配器与合成器采用不同的结构，使整个放大器工作带宽宽，并具有体积小，效率高，且容易实现，复制性好的特点。

本发明提出的宽带射频合成式功率放大器，包括N个放大器单元构成的放大器，其特征在于，还包括由K个四分之一波长的3dB正交电桥及K个负载通过M级级联而成的功率合成器和K个威尔金森同相宽带二分配器和K个90°移相器通过M级级联构成的功率分配器；M为正整数，N＝2^M，K＝2^M-1；其连接关系为：第一级二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与第二级的一个二分配器的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与第二级的另一个二分配器的输入端相连，依次类推；第M级的二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与放大器单元的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与放大器单元的输入端相连，N个放大器单元的输出端分别与N/2个第M级的四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，第M级的每个四分之一波长3dB电桥的一个输出端与负载相连，相邻的两个四分之一波长3dB电桥的另一个输出端同时与第M-1级的一个四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，依此类推；第一级二分配器的输入端口为功率分配器总的输入端，第一级正交电桥的一个输出口为合成式功放的最终射频输出，另一个输出口与负载相连。

本发明的有益效果：

本发明提出了宽带合成式功率放大器合成损耗与分配、合成网络平衡度的关系，根据这一理论指导，进而提出了一种合成分配方案，即分配器与合成器采用不同的结构，且采用威尔金森型宽带平衡的分配器与移相器结合，再与不平衡的合成网络结合，可以实现一个倍频程以上的带宽。由于威尔金森型宽带分配器对结构参数敏感度不高，该方案容易实现，成品率高。

附图说明

图1为一般合成式功放原理框图。

图2为已有采用正交分配合成方案的合成式功放框图；其中：

(a)为两路正交合成式功放结构示意图；

(b)为N(N＝2^M，M为整数)路正交合成式功放结构示意图。

图3为已有的同相分配合成方案的两路合成式功放框图。

图4为单节四分之一波长3dB正交电桥的幅度分配特性曲线。

图5为单节四分之一波长威尔金森分配器的端口反射损耗与隔离度曲线；

(a)为端口反射损耗曲线；

(b)为隔离度曲线。

图6为传统的展宽带宽的方案结构示意图；其中：

(a)为采用三节四分之一波长正交电桥结构示意图；

(b)为两节四分之一波长威尔金森分配合成方案结构示意图。

图7为本发明的N路宽带合成式功放结构示意图。

图8为本发明的二路宽带合成式功放结构示意图。

图9为理想分配合成网络的合成损耗分析示意图；其中：

(a)为理想分配器端口定义示意图；

(b)为理想合成器端口定义示意图；

(c)为分配器与合成器直连示意图；

(d)为合成损耗与幅度平衡度之间的关系曲线图

图10为本发明的实施例结构示意图。

图11为本实施例的合成损耗曲线图。

具体实施方式

本发明提出的宽带射频合成式功率放大器结合附图及实施例详细说明如下：

本发明提出的N路宽带射频合成式功率放大器，如图7所示，包括N(N＝2^M)个放大器单元721-72N构成的放大器72和由K个四分之一波长的3dB正交电桥731-73K及K个负载741-74K通过M级级联而成的功率合成器73(第一级有1个正交电桥和一个负载，第二级有2个，第三级有4个，依次类推)；其特征在于，还包括K个威尔金森(Wilkinson)同相宽带二分配器7111-711K和K个90°移相器7121-712K通过M级级联构成的功率分配器71(第一级有一个二分配器和一个90°移相器，第二级有2个，第三级有4个，依次类推，移相器的连接位置根据同一级3dB合成电桥的合成输出口位置确定)；M为正整数，N＝2^M，K＝2^M-1；

其连接关系为：第一级二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与第二级的一个二分配器的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与第二级的另一个二分配器的输入端相连，依次类推；第M级的二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与放大器单元的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与放大器单元的输入端相连，N个放大器单元的输出端分别与N/2个第M级的四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，第M级的每个四分之一波长3dB电桥的一个输出端与负载相连，相邻的两个四分之一波长3dB电桥的另一个输出端同时与第M-1级的一个四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，依此类推；第一级二分配器的输入端口为功率分配器总的输入端，第一级正交电桥的一个输出口为合成式功放的最终射频输出，另一个输出口与负载相连。

本发明的级联系数目根据实际应用情况而定，在相同的带宽条件下，M越大，幅度不平衡越大，最终合成损耗也越大；同样的幅度不平衡要求，带宽越小，M可以越大；一般M的取值范围为大于等于1，小于等于8。

为说明方便起见，本发明给出一种两路(M＝1)宽带射频合成式功率放大器结构，如图8所示；它包括由一个宽带Wilkinson型二分配器81和一个90°移相器82构成的功率分配器，两个放大器单元83和由一个四分之一波长3dB正交电桥构成的功率合成器84及负载85；其中，二分配器81的两个等幅等相输出端口中的一个输出端口812与一个放大器单元831的输入端相连，另一个输出端口813通过90°移相器82与另一个放大器单元832的输入端相连，两个放大器单元的输出端分别与四分之一波长3dB正交电桥的两个输入端相连，四分之一波长3dB电桥84的一个输出端与负载相连，另一个输出端841为最终射频输出端。

上述宽带Wilkinson二分配器可根据带宽要求包括1，2，3，....等整数倍的四分之一波长阻抗变换段。

本发明的工作过程以两路(M＝1)宽带射频合成式功率放大器为例说明如下：射频经过输入端口811进入功率分配器，两路输出812和813是等幅等相的。端口812的输出送给放大器单元831；端口813与90度移相器的输入端相连，移相器的输出端821与放大器单元832的输入相连。放大器单元831的输出相位比832落后90度，则两路输出最终通过3dB电桥的841端口合成一路输出。

本发明的原理是根据以下理论分析得出的，首先建立各支路幅度平衡度与最终合成损耗的关系。如图9所示的分配网络与合成网络，设各端口理想匹配，各支路端口之间理想隔离，则分配器的散射矩阵Sd可以表示为

其中各支路幅度A_i(i＝1，2…，N)为正实数，相位φ_i(i＝1，2…N)为实数，N为正整数。根据能量守恒的要求，有

$\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i^2=1---\left(1.2\right)$

合成器的散射矩阵S_c为

同理，各支路幅度B_i(i＝1，2…，N)为正实数，相位φ_i(i＝1，2…N)为实数，且

$\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i^2=1---\left(2.2\right)$

当各支路幅度完全一致时，A_i＝1，B_i＝1，i＝1，2…，N。考虑各支路幅度不平衡时，记

A_i＝1+Δ_i，-Δ_max≤Δ_i≤Δ_max，i＝1，2…，N             (3.1)

B_i＝1+γ_i，-ε_max≤γ_i≤ε_max，i＝1，2…，N             (3.2)

Δ_max与ε_max分别是分配器与合成器的最大幅度不平衡度。

将3.1式代入1.2式中，3.2式代入2.2中，得

$2\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ}}_i=-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ}}_i^2,$ $2\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_i=-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_i^2---\left(4\right)$

为考察分配合成方案的合成损耗，设放大器的增益为常数，不失一般性地，设为1，等价于分配器与合成器直接连接，如图9(c)，图中，分配器1端口入射波：a₁ ^d，端口2～端口N+1的出射波：b₂ ^d，......，b_N+1 ^d；合成器端口2～端口N+1的入射波：a₂ ^c，......，a_N+1 ^c，1端口出射波：b₁ ^c，则分配器的入射波

与合成器的出射波

之间的关系为：

b^c＝S_ca^c＝S_cS_da^d

即

$b_1^c=a_1^d\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i{B}_i{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i}{e}^{j{\mathrm{\β}}_i},$ $b_n^c=0,n=\mathrm{2,3},\·\·\·N+1$

根据3.1式，3.2式和4式，有

$b_1^c=a_1^d\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(1+{\mathrm{\Δ}}_i+{\mathrm{\γ}}_i+{\mathrm{\Δ}}_i{\mathrm{\γ}}_i)e^{{\mathrm{j\φ}}_i}{e}^{{\mathrm{j\β}}_i}$

$=a_1^d\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[1-\frac{1}{2}{({\mathrm{\Δ}}_i-{\mathrm{\γ}}_i)}^2]e^{{\mathrm{j\φ}}_i}{e}^{j{\mathrm{\β}}_i}$

合成损耗

$\mathrm{Loss}=20\lg \left|\frac{b_1^c}{a_1^d}\right|=20\lg \left|\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\right[1-\frac{1}{2}{({\mathrm{\Δ}}_i-{\mathrm{\γ}}_i)}^2\left]e^{j{\mathrm{\φ}}_i}{e}^{j{\mathrm{\β}}_i}\right|---\left(5\right)$

对于同相方案，有φ_i＝β_i；对于正交方案，有φ_i＝-β_i。无论哪种情况，(5)式均可以化简为

$\mathrm{Loss}=20\lg \left|\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\right[1-\frac{1}{2}{({\mathrm{\Δ}}_i-{\mathrm{\γ}}_i)}^2\left]\right|---\left(6\right)$

$\≥20\lg |1-\frac{1}{2}{({\mathrm{\Δ}}_{\max }+{\mathrm{\ϵ}}_{\max })}^2|$

根据(6)式，合成损耗为0有两种情况：一是Δ_i＝γ_i＝0，即幅度平衡度理想时；二是Δ_i＝γ_i≠0，即有幅度不平衡时，分配器的不平衡特性与对应支路上的合成器不平衡完全一致。事实上，在宽带应用条件下，第一种情况是不可能实现的。而第二种情况因为存在支路的不平衡问题，也不可取。

本发明提出的合成式功放属于宽带分配合成方案，是上述两种情况的折中，即令分配器的幅度不平衡为0，而合成器具有一定的幅度不平衡度。这时，Δ_max＝0，(6)式简化为

$\mathrm{Loss}\≥20\lg |1-\frac{1}{2}{\mathrm{\ϵ}}_{\max }^2|---\left(7\right)$

(7)式揭示了合成器的不平衡度与最大的合成损耗之间的关系，根据式(7)绘制曲线如图9(d)。可以看出，在幅度不平衡达±1.25dB(2.5dB峰-峰值)时，总合成损耗不超过0.1dB，也就是说，如果合成器采用4级(M＝4，N＝16)单节3dB电桥，在一个倍频程内，其支路的平衡度为2.4dB，则总的合成损耗不大于0.1dB。

本发明的一种实施例为一级两路合成式功率放大器，其结构如图10所示，它包括由一个宽带Wilkinson型二分配器和一个90°移相器107构成的功率分配器101，两个放大器单元1021、1022和由一个四分之一波长3dB正交电桥构成的功率合成器103；其中：

宽带Wilkinson二分配器由两对四分之一波长阻抗变换线组成，其中第一级阻抗变换线10121阻抗为85欧姆，由长100mm的真空传输线构成一边开口的矩形形状，封闭的一边设置有功放的输入端口1011；第二级阻抗变换线10122为64欧姆，由100mm长的真空传输线构成两边开口的矩形形状，第一级开口的两个端口分别与第二级相邻边的两个端口相连，第二级的另一边的两个端口作为分配器的两个输出端口；还包括连接在第一级和第二级相连的两个端口之间的平衡电阻R1(阻值为87.8欧姆)和连接在第二级的两个输出端口之间的平衡电阻R2(阻值为163.4欧姆)。分配器的一个输出端口10124通过延时传输线1013与一个放大单元PA1相连，另一个输出端10123通过90°移相器1014与另一个放大单元PA2相连(因为一个输出支路上有90°移相器，所以另一支路需要引入延时传输线用调整线性相移)。延时传输线1013为50欧姆27.9mm长的真空传输线。90°移相器1014是由两个串联在通路中的电容C1，C2和一个并联到地的电感L1组成的T型网络。其中C1＝C2＝11pf，L1＝17.6nH。延时传输线1013和90°移相器1014的输出与两个放大器单元PA1和PA2的输入相连。

本实施例中，放大器单元可以采用单管宽带功放，也可以采用宽带单片集成功放。不失一般性地，将其增益归一化为1(0dB)。PA1和PA2的输出与3dB正交电桥103连接。

本实施例的正交电桥由一段长为100mm的耦合线构成，耦合线的奇模阻抗为19.7欧姆，偶模阻抗是126.8欧姆。PA1的输出与正交电桥的同相输入口1032连接，PA2的输出与电桥的正交输入口1034连接。电桥的1033口接吸收负载1035；合成后的功率由电桥的输出口1031输出。

实施例最终的合成损耗如图11所示，在500MHz～1000MHz一个倍频程内，合成损耗小于0.1dB。

Claims (1)

1.一种宽带射频合成式功率放大器，包括N个放大器单元构成的放大器，其特征在于，还包括由K个四分之一波长的3dB正交电桥及K个负载通过M级级联而成的功率合成器和K个威尔金森同相宽带二分配器和K个90°移相器通过M级级联构成的功率分配器；M为正整数，N＝2^M，K＝2^M-1；其连接关系为：第一级二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与第二级的一个二分配器的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与第二级的另一个二分配器的输入端相连，依次类推；第M级的二分配器的两个等幅等相输出端口中的一个直接与放大器单元的输入端相连，另一个输出端口通过90°移相器与放大器单元的输入端相连，N个放大器单元的输出端分别与N/2个第M级的四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，第M级的每个四分之一波长3dB电桥的一个输出端与负载相连，相邻的两个四分之一波长3dB电桥的另一个输出端同时与第M-1级的一个四分之一波长3dB电桥的两个输入端相连，依此类推；第一级二分配器的输入端口为功率分配器总的输入端，第一级正交电桥的一个输出口为合成式功放的最终射频输出，另一个输出口与负载相连。

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