CN101796715B - 用于借助于直流电压源运行单相电子换向电机的方法以及用于执行这样的方法的电机 - Google Patents

用于借助于直流电压源运行单相电子换向电机的方法以及用于执行这样的方法的电机 Download PDF

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Abstract

一种电子换向电机借助于直流电压源(UB)、例如直流中间电路(46)来运行。所述电机具有永磁转子(28)以及带有定子绕组相(26)的定子，在该定子绕组相(26)中，在运行中由永磁转子(28)感应交替的电压。该电机还具有带有功率半导体(T1至T4)的H桥电路(22)。所桥电路(22)具有：上半桥(38)，其在运行中与直流电压源(UB)的一个极(46)相连接；下半桥(56)，其在运行中与直流电压源(UB)的另一极(50)相连接。所述定子绕组相(26)被布置在H桥电路(22)的对角线(24)中并且在运行中交替地由电流脉冲在第一方向上并且然后在另一方向上流经定子绕组相(26)。换向过程分别处于两个彼此相继的电流脉冲(i，-i’)之间。在换向过程开始时，一个半桥(38)的瞬时导通的半导体开关被截止，以便中断来自直流电压源(UB)的能量输送，使得在另一半桥(56)中，回路电流(i*；-i*)流经定子绕组相(26)、在那里被控制为继续导通的半导体开关以及被分配给所述另一半桥的截止的半导体开关的自振荡二极管(58；60)。所述回路电流将存储在电机(20)的磁回路中的能量至少部分地转换为永磁转子(28)的驱动能量并且在此降低到零。通过测量由转子(28)在定子绕组相(26)中所感应的电压(uind)来以无传感器的方式检测定子绕组相(26)的所述无电流状态。另一半桥(56)的迄今导通的半导体开关被截止。该换向过程被结束，其方式是，从直流电压源(UB)给定子绕组相(26)输送与在该换向过程以前流动的电流的方向相反的方向的电流。还示出了用于执行这样的方法的电机。

Description

用于借助于直流电压源运行单相电子换向电机的方法以及用于执行这样的方法的电机
技术领域
本发明涉及一种用于借助于直流电压源运行单相电子换向电机的方法以及一种用于执行这样的方法的电机。
背景技术
存在各种不同结构类型的电子换向电机(elektronischkommutierten Motor)。一种公知的分类***基于电流脉冲的数量，所述电流脉冲对于每个360°e1.的转子旋转被输送给这种电机的定子绕组。因此可以分为：单脉冲电机，其中在转子旋转360°e1.期间，只给定子绕组输送唯一的驱动电流脉冲；双脉冲电机，其中在转子旋转360°e1.期间，输送两个通常相互间具有时间间距的定子电流脉冲；此外三脉冲电机；六脉冲电机等。
另外根据这些电机的定子绕组相的数量来对这些电机分类，即单相的
Figure GSB00000782161600011
双相的、三相的电机等。
因此为了完整地定义结构类型，必须说明绕组相(Wicklungsstrang)的数量和每360°e1.的脉冲数量，例如单相的、双脉冲的电机。根据利用交变电流或三相电流运行的电机的术语，双脉冲电机也称为单相位电机(einphasige Motoren)，其中单相位电机因此可以具有或者一个或者两个定子绕组相。
通常，单相电机为了控制其定子绕组相中的电流而具有所谓H桥形式的桥电路，在所述桥电路的横向支路(或者“对角线”)中设置有绕组相(例如图1中的绕组相26)。通过适当地控制桥电路22来控制绕组相中的电流，使得获得如下的电流脉冲：其交替地以一个方向并且然后以相反的方向流经该绕组相26。在两个这样的电流脉冲之间分别存在电流方向的转换，所述转换在电机制造中被称为“换向(Kommutierung)”。该电机大多具有永磁转子，并且绕组相26中的电流脉冲产生驱动该转子的磁场。通过这种方式电磁产生的转矩具有间隙，这些间隙由辅助矩(Hilfsmoment)、例如机械辅助矩或者所谓的磁阻矩来跨接(例如参见DE 23 46 380 C2)。在实际中存在大量的产生这样的辅助矩的方式。
这种电机通常借助直流电压源、例如借助电池、电源或者借助整流器来运行，该整流器对变流电网或三相电网的电压进行整流并输送给直流中间电路(直流链(dc link))，从该直流中间电路中给电机供应直流电压。在多数情况下，在该中间电路上连接称为中间电路电容器的电容器。
如果电流流经绕组相，则能量以磁场的形式存储在该绕组相中。如果用L表示这种相的电感，用I表示电流，则所述能量根据如下公式来计算：
W＝0.5*L*I2    ...(1)。
如果为了产生环绕的磁场而要使绕组相中的电流方向翻转、即“换向”，则必须首先消除所述所存储的能量。
如果给携带电流的绕组相的能量输送被切断，则由于所谓自感应对该绕组相的效应而产生电压上升，该电压上升由所存储的磁能引起。由此可能产生很高的电压。因此必须使用耐压强度高的半导体开关。
通过使用中间电路电容器可以实现一定的改善，该中间电路电容器用于以电能的形式吸收存储在绕组相中的磁能，并由此限制在电机的直流中间电路上出现的电压。该电容器因此在工作中吸收能量，并接下来立即将其重新释放，也就是说，在该电容器的引线上在工作中持续地流有称为“波纹电流”的交变电流。
在涉及材料成本的方面，这种电容器提供了对所述问题的廉价的解决方案，但需要较大的电容器、通常所谓的电解电容器，其寿命有限且还附加地由于通过波纹电流引起的强烈的发热而缩短。电容器的如此缩短的寿命因此限制电机的寿命，而从电机的机械元件来看，电机的寿命可能明显更长。在较小的电机中大多也没有足够的用于电解电容器的空间，并且这样的电容器必须高成本地人工焊接，而其它的组件可以被自动焊接。
用于限制在切断绕组相时出现的电压尖峰的另一种可能性是，使用齐纳二极管，或者在使用FET输出级的情况下利用所谓的雪崩能量。在此，在切断时存储在要切断的绕组相中的能量在所述半导体元件中被转化成热。这从所使用的半导体元件的角度来看是损耗功率，因此必须相应地使用功率高的组件。
转化成热的能量也“损失”，且无法再用于驱动转子，也就是说，这种电机的效率被降低。
发明内容
因此，本发明的任务在于，提供一种用于运行单相电子换向电机的方法以及一种新的用于执行这种方法的电机。
根据本发明的第一方面，所述任务通过根据权利要求1所述的方法来解决。因此在本发明中使用换向过程的特性曲线，其中，至少在达到正常的转速以后，所使用的绕组相的能量含量(Energieinhalt)在电流方向翻转时实际上等于零，从而不产生波纹电流。这使得能够使用小的中间电路电容器，所述小的中间电路电容器具有高的寿命并且在电机中仅需要少的空间。在一些情况下，也可以完全取消这样的电容器。
因此在换向过程的这种特性曲线中，在适当的时间点切断从外部直流电压源至电机的能量输送，并将在切断时间点存储在绕组相中的能量通过特定的自振荡回路(Freilaufkreis)变换成电机转矩。通过这种方式，在换向之前已经存储在绕组相中的能量不被转变成热或者被中间存储在电容器中，而是大部分直接被用于产生转矩。所存储的磁能直接被转化成机械能的该过程是换向过程的一部分，可以说是作为绕组相中的电流方向翻转的真实行动的前奏。
在此特别有益的是，只有当存储在定子绕组相中的磁能被消除并且由此该相几乎或者完全没有电流时，要切断的电流所流经的自振荡回路才被中断。因此，可以利用最简单的装置来实现无电流的、损耗低的换向，且这种换向可以实现较高的效率，而且能够使用较小的组件和较高的功率密度。
根据本发明的一种优选的实施形式，转子位置传感器相对于旋转方向从电机的中性区中被移出，以便引起所谓的提前点火。
所提出的任务的另一解决方案可以通过根据权利要求12所述的电子换向单相电机得出。这种解决方案能够实现这种电机的紧凑的构造方式和良好的效率以及改善的寿命。
附图说明
本发明的其它细节和有利的改进方案由下面所述的和在附图中所示的实施例以及由从属权利要求得出，其中所述实施例决不能被理解成是对本发明的限制。
图1示出用于阐述本发明基本特征的总览电路图；
图2示出类似于图1的详细电路图；
图3示出用于阐述换向过程的示意图；
图4示出用于优化图3中所示的时间区间Tv的例程的图示；
图5示出电流i1的图示，所述电流i1在一定的转角范围期间在绕组相26中流动；
图6示出电流i1的时间特性曲线的图示；
图7示出在换向过程期间流动的回路电流i*的图示；
图8示出类似于图6的相应图示；
图9示出在换向过程之后流动的电流i1′的图示；
图10示出类似于图6和8的相应图示；
图11示出紧接着根据图9和10的图示流动的回路电流-i*的图示；
图12示出类似于图6、8和10的相应图示；
图13示出变型的图示，其中该变型被构造为无传感器式电机；
图14示出在电机运行中的电压的示意图；以及
图15示出用于阐述本发明的流程图。
具体实施方式
图1以高度示意性的图示示出了双脉冲单相电子换向电机20的基本构造，该电机20的唯一的绕组相26在H桥22处被运行，其中所述H桥22的H形基本结构通过粗直线被突出，以易于理解。
在横向支路24(也称为H桥22的对角线(Diagonale))中，电机20在其定子中具有带有电感L的绕组相26。该绕组相26与示意性地示出的永磁转子28协作，所述永磁转子28根据结构类型可以具有不同的形式，例如内转子、外转子、平转子(Flachrotor)等，并且可以具有不同的极数、例如双极的(如所示出的那样)、四极的、六极的、八极的等。
霍尔IC 30(其在图1中被双重示出)受转子28的磁场控制。霍尔IC 30的输出信号HALL通过线路34被输送给微控制器(μC)36并且给该微控制器36提供关于转子28的瞬时位置的信息。接下来在图14和15中还要描述无传感器的实施例。
H桥22具有上半桥38，其中，在左边设置有半导体开关S1并且在右边设置有半导体开关S2。自振荡二极管40与S1反并联，并且自振荡二极管42与S2反并联，其阴极通过连接线路44连接在电压源UB的正极46上。在极46与地50之间还连接有电容器48，所述电容器48可以被称为中间电路电容器48并且用于吸收电机20的反馈电流，这将在下面进一步地阐述。因此以少的耗费实现将所述反馈电流保持得低。
二极管40的阳极与节点52相连接，二极管42的阳极与节点54相连接。绕组相26被布置在节点52与54之间。
H桥22还具有下半桥56，其中，在左边设置有半导体开关S3并且在右边设置有半导体开关S4。自振荡二极管58与S3反并联，并且自振荡二极管60与S4反并联。二极管58的阴极与节点52相连接，二极管60的阴极与节点54相连接。二极管58、60的阳极通过连接线路62与地50相连接。必要时可以在与地50的连接中设置电流测量元件64，例如用于测量电机电流，以便在过电流
Figure GSB00000782161600051
的情况下对所述电机电流加以限制。通常，测量元件64是低欧姆电阻。
半导体开关S1至S4通过控制连接70、72、74、76被μC 36控制。为此，μC 36需要关于瞬时转子位置的信息，所述μC 36部分地通过信号HALL获得所述信息。但是，所述信息还不是足够精确的，因此关于节点52处的电位的信息还附加地通过信号线路80被输送给μC 36的I/O输入端79，并且同样关于节点54处的电位的信息通过信号线路82被输送给μC 36的I/O输入端81。借助于所述附加的信息以及必要时它们的逻辑连接，明显改善的换向是可能的，其中实现在小的(或者根本没有)电容器48的情况下、即没有反馈电流的情况下也行。
因此，可以称图1是借助于来自转子位置传感器(Rotorstellungssensor)30的信息与借助于来自所谓无传感器式转子位置信号(即从绕组相26处的感应电压uind所推导出的转子位置信息)的换向控制的组合。(所述感应电压也被称为对立EMK或者反EMF)
如果μC 36仅具有唯一的I/O端子98，则可以使用图13中所示的变型。在此，在I/O端子98上连接有两个二极管94、96的阴极。二极管94的阳极连接到节点52，并且二极管96的阳极连接到节点54。二极管94、96如“或”电路那样起作用，使得要么在电位p54较大的情况下该电位p54被输送给端子98，要么在p52较大的情况下该电位p52被输送给端子98.在此，二极管94、96使节点52、54彼此去耦。
工作原理
在运行中，根据转子28的旋转位置，例如首先使两个半导体开关S1和S4导通，使得电流脉冲i1从端子46通过S1、节点52、绕组相26、节点54以及S4流向地50。
紧接所述电流脉冲i1是换向过程，在所述换向过程开始时，给电机20的能量输送在该例中通过使S1不导通而被中断。该过程在后面将详细说明。如果在所述换向过程结束时在绕组相26中不再有电流i1流动，则也使S4不导通，并且使半导体开关S2和S3导通，使得电流脉冲i1′现在从端子46通过半导体开关S2、节点54、相26、节点52以及开关S3流向地50。
本发明致力于改进换向过程，由此在尺寸小的电容器48的情况下也行，这就是说，开头提到的波纹电流(其在技术用语习惯上也称为反馈电流)被阻止或者仅仅造成小的热损耗。如果改进换向过程，使得因为反馈电流非常小或者完全变为零而可以完全取消电容器48，则是最佳的。
图2示出了利用MOSFET实现H桥22的例子。与图1中相同或者起相同作用的部分具有与那里相同的附图标记，并且一般不再赘述。
替代于图1的半导体开关S1，在此设置p沟道MOSFET T1，所述T1的源极S与端子46相连接，并且其栅极G通过线路70被μC 36控制。自振荡二极管40与MOSFET T1反并联。在许多情况下，这样的自振荡二极管已经作为所谓的“寄生”自振荡二极管存在于MOSFET中。如果不是如此，则可以将它们实施为分离的组件。
同样，替代于图1的半导体S2而存在p沟道MOSFET T2，其中自振荡二极管42与该p沟道MOSFET T2反并联。晶体管T2通过线路72被μC 36控制。
替代于图1的半导体开关S3而在图2中设置有n沟道MOSFET T3，其中自振荡二极管58与该n沟道MOSFET T3反并联。其源极S与地50相连接，并且其漏极D如同晶体管T1的漏极那样与节点52相连接。n沟道MOSFET T3通过线路74被μC控制。
同样，替代于图1的半导体开关S4而设置有n沟道MOSFET T4，其中自振荡二极管60与该n沟道MOSFET T4反并联。其漏极D如同半导体开关T2的漏极D那样与节点54相连接。MOSFET T4通过控制线路76被μC 36控制。
节点52处的电位p52通过线路80被输送给μC 36的测量输入端79，并且类似地，节点54处的电位p54通过线路82被输送给测量输入端81。
为了阐述图2的工作方式，参考下面的图。
图3在行a)中示出了图2的相26中的电流，在行b)中示出了在此产生的在节点52处的电位p52，其中该电位p52对应于晶体管T1和T3的漏极处的电位，并且行c)示出了在此产生的在节点54处的电位p54、即两个晶体管T2、T4的漏极处的电位。
图3a在整个左边示出了电流i1，其在两个晶体管T1和T4导通的情况下流动。电流i1在时刻t0开始。在时刻t2，晶体管T1通过μC 36截止，使得从直流电网UB至电机20的能量输送被中断，并且在图2的下半桥56中，回路电流i*以顺时针方向(参见图7)流动，所述回路电流i*在时间区间Ti(图3)以后在时刻t3变为零，因为在电机中以磁的形式所存储的能量已经完全被转换成转子28的旋转能。
在时间间隔Ti(其通常持续仅仅几微秒)期间，电位p52和p54由于回路电流i*而具有值零，如图3b)和图3c中所示，也就是说，在Ti期间不能测量电压uind(图1和2)。
但是如果回路电流i*在时刻t3已经变为零，则可以在节点52处测量到电位p52，该电位对应于感应电压，并且因此表明绕组相26已经变为无电流的。在此，在节点52处产生具有持续时间Tp的脉冲18(图3b)。从时刻t3起，晶体管T4可以以无功率的方式被截止，并且同样晶体管T3可以以无功率的方式被接通。
在图3a中，所述无电流状态持续到时刻t4，即有：
Tp＝t4-t3       ...(2)。
持续时间Tp是缓冲时间，其不应当未超过最小持续时间Tpmin，但是另一方面也不应当过大，因为不然的话电机20的功率将由于在持续时间Tp期间没有能量从外部被输送给电机20而变得太小。
在图2中，从时刻t4起，两个晶体管T2和T3都被接通，使得在图2中电流i1′从节点54流向节点52。在时刻t5，晶体管T2然后被截止，而晶体管T3保持导通，使得回路电流-i*(图2和3)流动，所述回路电流-i*在时刻t6变为零，使得从t6起可以在节点54处测量电位p54，所述电位p54在回路电流-i*的持续时间期间具有值零。
电位p54对应于在绕组相26中由旋转的转子28所感应的电压，并且在此示意性地被表示为脉冲18(或脉冲18′)。脉冲18、18′的长度和形状与t3与t4之间的无电流时间间隔Tp的长度有关。在实际中，时间间隔tp非常短，使得在节点52处仅仅获得短的脉冲18，所述脉冲18是对现在可以进行换向的确认。所述脉冲也是针对转子26的旋转位置(Drehstellung)的无传感器式信号。
从直流电压源UB至相26的能量输送被中断的时刻t2到该能量输送重新被接通的时刻t4之间的间距Tv应当自然地尽可能小，因为这样电机功率最高。所述持续时间Tv由微控制器38中的程序例程来优化。
图4示出了用于优化持续时间Tp的例程。Tp应当如此大，使得在电流回路结束时、即在回路电流i*或-i*已经达到值零时，可以测量上升沿18或18′(图3)，也就是说，该值Tp向下应当由最小值Tpmin限制，使得例如在电子学(Elektronik)中或者电机几何(Motorgeometrie)学中的非对称性不危及对沿18或18′的识别(图3)。
如从图3中良好地看出，持续时间Tv＝t4-t2越大，Tp变得越大。
因此在初始化电机20时，在S110将Tv设置到缺省值，所述缺省值例如以值表的形式被存储在μC 36的ROM35中。
优化例程在S112开始。
在S114检查：Tp是否还高于最小缓冲时间Tpmin。如果是，则可以在S120使值Tv递减，由此Tp也被减小。随后，在所述程序路径上离开优化例程(S118)。
如果在S114该询问用否来应答、即Tp对应于或小于Tpmin，则信号18或18′出现太晚。这意味着，接近于临界区域，在所述临界区域中，直到感应电压的过零为止不再能够完全消除绕组电流。因此，在步骤S116，持续时间Tv递增，以便重新超过最小缓冲时间Tpmin。接下来，也在所述程序路径上再次离开优化例程(S118)。
如图4所示，根据图4的例程持续地运行，以便持续地将Tp和Tv的值保持在最佳范围内，在所述最佳范围内，电机20产生其最佳的功率，而在此在电容器48中不产生反馈电流。换言之，时间Ti变得足够大，以便回路电流i*或-i*在换向以前能够降低到零并且可以进行无电流换向。
图5示出了在图6的时刻t1在电机20中的情况。电流i1从端子46通过晶体管T1、节点52、绕组相26、节点54以及晶体管T4流向地20。所述电流i1具有与绕组相26处的感应电压uind的形状有关的形状。在时刻t1，晶体管T2和T3为不导通的。
图7示出了时刻t2(图8)时的状态，在该时刻t2处，晶体管T1通过线路70从μC 36收到切断命令。因为晶体管T2也被截止，所以不再有能量能够从直流电压网UB到达绕组相26。但是存储在绕组相26中的磁能使回路电流i*流动，所述回路电流i*通过节点54、继续导通的晶体管T4、横向联接62、截止的晶体管T3的自振荡二极管58、节点52以及绕组相26而流回节点54。通过所述回路电流i*，存储在电机20的磁回路中的能量被转换成驱动转子28的机械能。
电流i*以所述方式在短路的情况下流通，并且由此继续驱动转子28。如图8所示，所述电流i*在t2与t3之间的时间间隔将节点52处的电位p52保持得低，因为节点52通过导通的二极管58与地50相连接。所述低的电位通过线路72被输送给μC 36的输入端79，使得该μC 36获得信息：衰减的回路电流i*仍流动。所述回路电流由于缺少能量输送而迅速降低到零。
在时刻t3达到状态i*＝0，并且因此节点52处的在绕组相26中所感应的电压可以从该时刻起被测量，并且通过线路72被输送给μC 36的输入端79并且向该μC 36表明：绕组相26现在已经变成无电流的并且可以进行无功率的换向。
因此在应该自然地尽可能紧靠时刻t3的时刻t4，再次换向，由此得出根据图9和图10的图。
在时刻t4，晶体管T1已经截止，并且晶体管T4通过μC 36的相应信号同样被截止。晶体管T2和T3被μC 36控制为导通，使得现在电流i1′从端子46通过晶体管T2、绕组相26和晶体管T3流向地50。因此所述电流i1 *在绕组相26中具有如图3的电流i1相反的方向，并且因此在图10a)中被示为负电流。
在时刻t5(图10a))，晶体管T2被控制为不导通，使得来自直流电压网UB的能量输送被中断。因此，回路电流-i*现在如图11和图12所示的那样流经绕组相26。所述电流从节点52通过继续导通的晶体管T3、横向联接62、自振荡二极管60、节点54、绕组相26流回节点52。由此，在时刻t2被存储在电机20的磁回路中的能量被转换成电机20的机械能，使得在通向电容器48的连接中没有反馈电流48流动。
在时刻t6，回路电流-i*达到值零，并且因此在节点54处收到不同于值零的信号18′，并且该信号18′通过线路80被输送给μC 36的测量输入端69，并且该信号向所述μC 36表明：可以进行换向。
换向的准确时刻分别由μC 36根据霍尔IC 30的信息来计算或者直接由信号HALL来控制，并且导致晶体管T4被截止并且晶体管T2、T3被控制为导通，由此重复以上在图5、6、7和8中所详细描述的过程。
在电机20起动或者负载变换时，例如在通风机的情况下由于风冲击(Windstoβ)可能发生：上半桥38的瞬时导通的晶体管T1或T2太晚变为不导通，并且由此在换向时刻(例如图3中的t4)仍有回路电流i*在绕组相26中流动。在这种情况下，无电流的换向是不可能的，并且必须采取保护措施。
一种可能性是使用中间电路电容器48，所述中间电路电容器48在该情况下吸收来自绕组相26的剩余能量，并且由此限制端子46处的电压。这在图1和图2中示出。第二种可能性是通过Z二极管90来限制电压UB。这在图9中示出。也可以对这两种可能性进行组合。
在通风机中的电机起动时，首先由于转子28的停顿而在绕组相26处不存在感应电压uind。这导致绕组相26中的电流仅仅受该绕组相的电阻限制。出于该原因，可能合理的是限制绕组相26中的电流。图1中所示的测量电阻64用于此。如果该电阻64中的电流超过预定的值，则绕组相26中的电流被中断。为此目的可以使用H桥22的上面的或者下面的半导体开关。即使在这种情况下，存储在绕组相26中的磁能仍然可以以正好相同的方式通过产生回路电流i*而被转换成机械能。
电机经常配备有识别该电机20何时被堵转(blockieren)的电路。该电路以如下方式运转：在电机被接通的状态下在未超过最小转速的情况下产生警报。但是如果该电机略高于其最小转速运行，则不能区分这是由于低工作电压还是由于非常高的负载。因此在这种情况下，堵转保护不能确定电机的过载。
如果电机上的负载上升，则该电机的引线电流也上升。由于该原因，必须使时刻t2向“早”推移、即在图3中向左推移，以便使得回路电流i*能够衰减直至换向过程结束为止。μC 36可以检测时间Ti，其中在时间Ti期间，回路电流i*在时刻t2与t3之间流动，并且所述时间越长，电机20的负载越高。因此，所述时间Ti＝t3-t2可以由μC 36来检测并且用作对所施加的负载的尺度。通过这种方式，可以在没有更多耗费的情况下通过例如在超过确定的持续时间Ti时切断电机20来实现过载保护。
无传感器换向
图13示出了无传感器式电机20′。这样，如果在定子绕组26中存在由转子28所感应的可以被电检测的电压uind，则电机20′可以“无传感器地”被换向。
“无传感器的”是指可以放弃霍尔传感器30，这在“恶劣”的环境条件下(例如在热的机器处，或者在高炉附近)对电机20′的成本和可应用性产生积极影响。也即，霍尔传感器在高温和距传感器磁体增加的距离时具有越来越差的特性，这可以通过这种方式来避免。由此也改善了电机的效率。
在无传感器换向的情况下，流经上半桥38的电流的切断时刻由μC36来调节。必须预先计算并且在必要时调节该时刻，使得在进行换向以前，存储在绕组相26中的磁能被转换成机械能。换向的精确时刻可以通过感应电压uind来确定，其中转子28在绕组26无电流的情况下在该绕组中感应所述电压uind。在转子28旋转时，所述感应电压的极性不断地改变。所述改变、即所述感应电压的过零可以由μC 36来检测并且被用作用于换向的信号。
重要的是，绕组相26在换向时无电流，因为不然的话不能检测感应电压，并且由于在这种情况下缺少信号HALL，从而微控制器36可谓失去了定向(Orientierung)。
后者必须通过安全功能来避免。所述安全功能检查：在当前转速下(加上安全系数(Sicherheitsreserve))是否可以检测感应电压。如果不是这种情况，则尽管不能检测感应电压仍然进行换向，并且绕组相26在接下来的换向过程中仅仅获得短的电流脉冲，使得现在可以以高的安全性再次检测并分析感应电压，并且μC 36可以重新可靠地确定转子26的情况。这将在后面用例子来阐述。
图14示出了类似于图3b)的图示，但是其针对根据图13的无传感器式电机20′。使用与图3相同的附图标记。
如果在图13中，电流i1流经MOSFET T1，则在图14中在时刻t0与t2之间获得MOSFET T1的漏极D处的提高的电位p52。在此有：
TON＝t2-t0     ...(3)。
在无传感器式电机的情况下，需要接通MOSFET T1的时刻t0的数据，并且同样还需要持续时间TON，其中该持续时间TON说明如下的持续时间：在所述持续时间期间，电流i1要从直流电压网UB通过MOSFETT1流向绕组相26并流经该绕组相26。
在时刻t2，MOSFET T1被截止，使得不再有能量能够从直流电压网UB被输送给电机20，而是如在图7和图14中所述的那样回路电流i*流动。所述回路电流i*在时间间隔Ti期间减小，并且在时刻t3达到值零。期间回路电流i*流动的时间间隔Ti可以被测量，因为时间间隔Ti的开始t2为已知的，并且因为在其结束t3，在MOSFET T1的漏极D处、即在节点52处出现感应电压18(uind)。所述感应电压由旋转的转子28在绕组相26中所感应的电压产生，并且所述感应电压仅在回路电流i*衰减到零时才出现。
电压脉冲18由旋转的转子磁体28(图13)在绕组相26中感应，因此在时刻t3以后减小，并且在时刻t4(图14)过零。所述电压脉冲18在图13中通过信号线路72和二极管96被输送给μC 36，并且脉冲18的存在向μC 36表明：绕组相26现在已经变为无电流的。在时间间隔
Tp＝t4-t3   ...(4)
期间，在绕组相26中没有电流流动，并且该时间间隔同样可以被测量，因为该时间间隔的起始和结束可以被测量。如同图3那样有：
Tv＝Ti+Tp    ...(5)。
在时刻t4、即感应电压uind改变其极性的时候，可以无电流地换向，并且因此优选地在用C1表示的该点处换向。
在无电流地换向时，还计算时间区间作为安全特征，在所述时间区间期满以后在任何情况下都换向，并且所述时间区间在此被称为“暂停(TIMEOUT)”。所述时间区间TIMEOUT在图14中从时刻t2起被测量，并且该时间区间TIMEOUT的结束tout应该在时间上总是处于时刻t4之后，使得在电机正常运转的情况下该功能变得完全无效，因为在其期满以前已经换向。对此的前提是：
TIMEOUT＞Tv    ...(6)。
现在由于不同的原因可能的是，TON和/或(Ti+Tp)的值以预测的形式被计算，使得电机还未最佳地运行。这种状态于是必须被纠正，并且图15中所示的优化例程用于此。通过该例程来优化两个彼此相继的换向时刻之间(例如在图14中在时刻t0与t4之间)的时间区间TC(图14)的持续时间。所述例程的前提也是：电机20′(图13)旋转。
在步骤S150，图15的例程开始。在步骤S152，电流i1(图13)在时刻t0被接通、即i1＝“1”。如图13所示，电流i1从端子46经由MOSFET T1、定子绕组26(从左向右)以及经由MOSFET T4流向地50并且驱动转子28。
在电流i1流经绕组26期间(并且同样在接下来电流i1′(参见图9和10)以反方向从做向右流经绕组26的情况下)，图4的子例程(Unterroutine)S112在S112被执行，也就是说，持续时间Tp被优化到值Tpmin，在所述值Tpmin的情况下，电机20的功率接近于最佳。这在图4中为步骤S112、114、116、118以及120，所述步骤已经在图4详细说明。如果电机20运行，则所述子例程的值Tv从在前的换向转移(übernehmen)。
在电流i1(或者i1′)流动期间，连续地进行计算。在步骤S154，值Tc被使用，所述值Tc对应于转子28旋转180°e1.的时间。所述值(间接地)说明电机20的转速，并且可以例如根据两个彼此相继的换向时刻Cn与C(n-1)之间的间距、即
Tc＝Cn-C(n-1)        ...(7)
来计算。
根据图14，持续时间TON为：
TON＝Tc-Tv    ...(8)
其中在该持续时间TON内，电流可以最大在两个换向时刻之间的范围中流动。
所述持续时间TON在S154被计算并且说明：何时必须切断恰好流动的电流脉冲。由于Tc由瞬时转速得出，并且由于Tv刚才已经在例程S112中被优化，所以TON是非常当前的值，并且表明电机的平稳运行。
刚才在S154中从刚才在S112(图4)被更新的值Tv和量TOffset计算持续时间TIMEOUT，其中TOffset是经验值并且在图14中被示出。
在步骤S156，持续时间TON已经期满、即TON＝0，这在图14中对应于时刻T2。因此，电流i1被切断、即i1＝“0”，并且紧接着在时间Ti期间所述的回路电流i*流动。也就是说，如果电机电流i1(或者i1′)流动，则在定子绕组相26中存储磁能(参见方程式(1))，并且电流i1首先继续流动，更确切地说作为回路电流i*以顺时针方向从节点52经由相26通过节点54以及MOSFET T4、进一步地通过连接62和二极管58流回节点52。在这种情况下流动的回路电流i*继续驱动转子28并且由此迅速减小，也就是说，所存储的磁能被迅速地转换成转子28的动能。
在步骤158，持续地检查：回路电流i*是否仍流动。这可以通过如下方式来间接地测量：能够在图13中在μC 36的输入端98处测量感应电压uind。也就是说，只要回路电流i*仍流动，就不能测量感应电压uind，这就是说：图14中的时刻t3是如下的时刻：从该时刻起，能够测量感应电压uind，并且因此持续时间Tineu由差(t3-t2)得出，在S160被存储和代替迄今所存储的值Tialt、即
Tineu：＝Tialt。
如果在S158无感应电压能够被检测，则其原因也可能在于出现了TIMEOUT。因此在S162对此进行检查。这通过如下方式来检测：在图14中，在时刻C′处、即在时刻tout才进行该换向，其中该时刻tout同时刻t2具有时间间距TIMEOUT。这是在S154所计算的时间间距。
如果在S162该应答为否，则该例程返回到步骤S158。
如果在S162该应答为是，则自从时刻t2(在该时刻电流i1已经被切断)，时间区间TIMEOUT期满，但是在该时间区间内无感应电压uind能被测量，如这在图14中针对时间区间164所示意性示出的那样。在这种情况下，回路电流i*仍流动，例如这是因为电机20通过风冲击驱动，使得不能测量回路电流降低到零的时刻(类似于图14中的时刻t4)。
在这种情况下，进行强制或紧急换向，并且由于在S154所计算的时间TON显然过长，因此该时间被缩短数值a。紧接着，该例程返回到步骤S150并且重新运行。
在此根据图14，在170得出信号p52，所述信号p52比在前的信号p52和p54要短，也就是说，在图13中从46(UB)流入电机20的电流脉冲比时间上在前的电流脉冲明显要短，并且通过优化例程S112(图4和15)，所述电流脉冲的持续时间于是逐渐又被引向最佳。
如果换向正常运行，则在图15中在步骤S168检查：感应电压uind是否已经变为0。如果否，则该例程返回到S168的入口，并且该检查一直重复，直至uind变为0为止。在步骤S170，然后进行换向(“Com”)，并且刚才测量的持续时间Tp被存储。在这种情况下，该例程也返回到S150。
在电流i1流动的时间TON期间，μC 36在步骤S154计算下一接通持续时间TON以及下一持续时间TIMEOUT，其功能(Funktion)已经被阐述。
如果在时刻t3，回路电流i*已经达到值零，则可以在MOSFET T2的漏极54处测量感应电压18，其中所述感应电压18由转子磁体28在定子绕组26中感应。该电压在图14中被表示为uind 18，并且该电压可以从时刻t3起被测量，并且在时刻t4经历零值。
这在图14中被示意性地示出。在换向C1之后，电流i2在时间TON2期间流动，并且在切断(在时刻t2′)以后，无感应电压uind能被测量，因为回路电流i*过长时间地流动。因此在以前计算的时间TIMEOUT期满以后，在时刻C2进行强制换向，但是所述强制换向并不是最佳的，并且夸张地说，是紧急换向。这在S162被确定，并且接通时间TON2相应地被缩短数值a(S166)，使得TON3在时刻t2″结束，这就是说，仅有短的电流从直流电压网流向电机20′，使得流向电机的电流可以仅仅少量地上升，并且因此紧接着的回路电流i*迅速地衰减。如果回路电流i*已经达到值零，则可以测量感应电压，并且如果该感应电压在时刻C3过零，则再次正常地换向。
如果不存在TIMEOUT，则图15的例程返回到步骤S158，在该步骤中重新检查：是否存在条件：
已经变为：
|Uind|＞0     ...(9)。
因此在TIMEOUT之后，时间区间TON非常短，这就是说，仅有短的驱动电流脉冲流动，因为时间TON出于安全原因必须被减少相当大的值a，以便可以可靠地由感应电压18的过零来控制下一换向。
在所述短的驱动电流脉冲之后，感应电压18(图14)可以立即被再次检测，并且在其过零时换向，这就是说，无传感器式电机的电子装置现在再次“知道”：电机28的瞬时位置是怎样的，并且可以再次借助于根据图4的例程通过优化值TP来优化换向。
因此这是可能的，因为紧接图5的步骤S166，值TON和Tv可以再次被精确地测量并且被存储，使得值Tv＝Ti+Tp也为已知的并且可供换向的计算使用。
如果观察图14，则发现：如果值TON在转速不变的情况下被大大缩短，则回路电流i*流动的时间Ti紧接着同样变得非常短，因为由于电机中的短电流脉冲仅仅存储了少量的磁能。参考图14，这就是说，时刻t2和t3向前、即向左移动。而值t4很大程度上保持不变，因为其等于感应电压18的过零。
通过功能TIMEOUT可能的是，可以说改正短干扰、比如工作电压的短变化，而不由此发生电机20的转速的强烈变化。
当然可以在本发明的范围内进行多种改变和修改。例如，在图14中也可以从时刻t0至时刻tout计算时间TIMEOUT，其中当然优选根据图14的版本。可以以相同方式在无传感器式版本中使用如图2中(电容器48)、或者在图1中(电流测量元件64)、或者在图9中(Z二极管90)所示的变型。

Claims (25)

1.用于借助于直流电压源(UB)来运行电子换向电机(20)的方法，所述电机(20)具有：
永磁转子(28)以及与所述永磁转子(28)协作的定子，所述定子具有定子绕组相(26)，在所述定子绕组相(26)中，在运行中由永磁转子(28)产生交替的感应电压(uind)；
带有功率半导体(S1，S2，S3，S4)的H桥电路(22)，所述桥电路(22)具有上半桥(38)，其在运行中与直流电压源(UB)的一个极(46)相连接；和下半桥(56)，其在运行中与直流电压源(UB)的另一极(50)相连接，
其中所述定子绕组相(26)被布置在H桥电路(22)的对角线(24)中并且在运行中交替地由第一方向的电流脉冲(i1)并且然后由与第一方向相反的方向的随后的电流脉冲(i1′)流经，并且换向过程分别处于两个彼此相继的电流脉冲之间，
具有如下步骤：
在换向过程开始时，上半桥(38)的瞬时导通的半导体开关被截止，以便中断从直流电压源(UB)至电机(20)的能量输送，使得在下半桥(56)中，回路电流(i*)流经定子绕组相(26)、在那里被控制为导通的半导体开关以及被分配给所述下半桥的截止的半导体开关的自振荡二极管，所述回路电流(i*)将存储在电机(20)的磁回路中的能量至少部分地转换为永磁转子(28)的驱动能量；在定子绕组相(26)中所感应的电压(uind)被监控，以便获得关于回路电流(i*)何时采用预给定的低值的信号；紧接着，下半桥的迄今导通的半导体开关被截止，并且该换向被结束，其方式是，从直流电压源(UB)给定子绕组相(26)输送与在该换向过程以前流动的电流(i1)的方向相反的方向的电流(i1′)。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述半导体开关的至少之一被构造为场效应晶体管(T1，T2，T3，T4)。
3.根据权利要求2所述的方法，其中H桥(22)在下半桥(56)中具有n沟道MOSFET(T3，T4)并且在上半桥(38)中具有p沟道MOSFET(T1，T2)。
4.根据权利要求1-3之一所述的方法，其中为了检测回路电流(i*)的预给定的低值，下半桥(56)的半导体开关的至少一个端子(D)处的电位(p52，p54)被监控并被分析。
5.根据权利要求4所述的方法，其中回路电流(i*)的所述预给定的低值为零。
6.根据权利要求1-3之一所述的方法，其中如果在预给定的时间间隔(Tv)之内不能检测感应电压(uind)，则该时间间隔(Tv)的持续时间被递增，以及其中如果在预给定的时间间隔(Tv)之内能够检测感应电压(uind)，则该时间间隔的持续时间被递减。
7.根据权利要求6所述的方法，其中所述预给定的时间间隔(Tv)在递增时分别以第一值(b)被递增，并且其中所述时间间隔(Tv)在递减时分别以第二值(a)被递减，并且第一值(b)大于第二值(a)。
8.根据权利要求1-3之一所述的方法，其中在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间(TON)期间，切断有关的电流脉冲(i1，i1′)的时刻被计算。
9.根据权利要求1-3之一所述的方法，其中在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间(TON)期间，第二时间区间(TIMEOUT)被计算，其中只要在所述第二时间区间(TIMEOUT)期满以前还未由于由电机(28)在定子绕组相(26)中所感应的电压(uind)的过零开始换向，则在所述第二时间区间(TIMEOUT)期满之后开始换向过程的开始。
10.根据权利要求1-3之一所述的方法，其中在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间期间，以朝向最小值(Tpmin)的方向影响第三时间区间(Tp)，其中感应电压(uind)的可测性的时刻(t3)与该电压的过零的时刻(t4)之间的第三时间区间被保持接近于其最小值。
11.根据权利要求1所述的方法，其中直流电压源(UB)是直流中间电路。
12.用于借助于直流电压源(UB)运行的电子换向电机，其具有：
永磁转子(28)以及定子，所述定子具有定子绕组相(26)，在所述定子绕组相(26)中，在运行中由永磁转子(28)产生交替的感应电压(uind)；
带有功率半导体(T1，T2，T3，T4)的H桥电路(22)，所述桥电路(22)具有：连接在直流电压源(UB)的一个极(46)上的上半桥(38)和连接在直流电压源的另一极(50)上的下半桥(56)；
所述定子绕组相(26)被布置在H桥电路(22)的对角线(24)中并且在运行中交替地由第一方向的电流脉冲(i1)并且然后由与第一方向相反方向的电流脉冲(i1′)流经，其中换向过程分别处于两个彼此相继的电流脉冲之间，
并且具有用于执行下面步骤的装置：
在换向过程开始时，上半桥(38)的瞬时导通的半导体开关被关断，以便中断来自直流电压源(UB)的能量输送，使得在下半桥(56)中，回路电流(i*；-i*)流经定子绕组相(26)、在那里被控制为导通的半导体开关以及被分配给所述下半桥的截止的半导体开关的自振荡二极管(58；60)，所述回路电流(i*；-i*)将存储在电机的磁回路中的能量至少部分地转换为永磁转子(28)的驱动能量；在定子绕组相(26)中所感应的电压(uind)被监控，以便获得关于回路电流(i*)何时采用预给定的低值的信号；
紧接着，下半桥(56)的迄今导通的半导体开关被截止，并且该换向被结束，其方式是，从直流电压源(UB)给定子绕组相(26)输送与在换向过程以前流动的电流的方向相反的方向的电流。
13.根据权利要求12所述的电机，其中所述半导体开关的至少之一被构造为场效应晶体管。
14.根据权利要求13所述的电机，其中H桥(22)在下半桥(56)中具有n沟道MOSFET(T3，T4)并且在上半桥(38)中具有p沟道MOSFET(T1，T2)。
15.根据权利要求12至14之一所述的电机，其中为了检测回路电流(i*；-i*)的预给定的低值，H桥(22)的半导体开关(T1，T2，T3，T4)的至少一个端子处的电位被监控。
16.根据权利要求12至14之一所述的电机，其中紧接着回路电流(i*；-i*)的流动，由旋转的转子(28)在无电流的定子绕组(26)中所感应的电压(uind)被监控，
并且在所述感应电压(uind)的预给定的值的范围内换向。
17.根据权利要求16所述的电机，其中在感应电压(uind)过零时换向。
18.根据权利要求12至14之一所述的电机，其中如果在预给定的旋转位置范围之内不能测量感应电压(uind)，则在预给定的第二时间区间(TIMEOUT)之内在接通或者切断从直流电压源至定子绕组(26)的电流流动以后开始强制换向。
19.根据权利要求12至14之一所述的电机，给所述电机分配微控制器(36)，在所述微控制器(36)中，切断有关的电流脉冲(i1，i1′)的时刻在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间(TON)期间被计算。
20.根据权利要求12至14之一所述的电机，给所述电机分配微控制器(36)，在所述微控制器(36)中，第二时间区间(TIMEOUT)在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间(TON)期间被计算，其中只要在所述第二时间区间(TIMEOUT)期满以前还未由于由电机(28)在定子绕组相(26)中所感应的电压(uind)的过零而开始换向，则在所述第二时间区间(TIMEOUT)期满之后开始换向过程的开始。
21.根据权利要求12至14之一所述的电机，给所述电机分配微控制器(36)，在所述微控制器(36)中，第三时间区间(Tp)在电流脉冲(i1，i1′)流经定子绕组相(26)的第一时间区间期间被优化为最小值(Tpmin)，其中感应电压(uind)的可测性的时刻与该电压的过零的时刻之间的时间距离被保持接近于最小值。
22.根据权利要求12至14之一所述的电机，给所述电机分配中间电路电容器(48)。
23.根据权利要求12至14之一所述的电机，给所述电机分配齐纳二极管(90)，以便限制H桥电路(22)处的电压。
24.根据权利要求12所述的电机，为了控制换向过程的至少一部分而给所述电机分配转子位置传感器(30)。
25.根据权利要求24所述的电机，其中转子位置传感器(30)被布置，使得其输出信号(HALL)能够控制H桥(22)的要接通的半导体开关中的电流(i1；i1′)的开始。
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