CN101796712B - Pwm信号生成装置和具有该pwm信号生成装置的逆变装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供PWM信号生成装置和具有该PWM信号生成装置的逆变装置。本发明的PWM信号生成装置生成：将第一导通时间计算部(401)所计算出的第一导通时间(ΔT₁)作为导通期间的第一脉冲波形，和在从第一导通时间(ΔT₁)的计算开始时刻经过预先设定的延迟时间时，将第二导通时间计算部(402)所计算出的第二导通时间(ΔT₂)作为导通期间的第二脉冲波形。此外，根据使生成的第一脉冲波形和第二脉冲波形合成而得到的合成脉冲，由脉冲信号生成部(413)生成PWM信号，在合成脉冲波形结束时由第一导通时间计算部(401)计算第一导通时间(ΔT₁)。

Description

PWM信号生成装置和具有该PWM信号生成装置的逆变装置

技术领域

本发明涉及生成脉冲波形的PWM信号生成装置和具有该PWM信号生成装置的逆变装置。

背景技术

一直以来，不断开发使由燃料电池、太阳能电池等生成的直流电力与商用电力***连接并供给电力的***连接逆变装置。已经提出了在该***连接逆变装置中，通过减少开关元件的开关次数而减少开关损耗的技术。

例如，在日本特开平11-53042号公报中，记载有下述技术：使用于在逆变器输出电力Pout在额定值Pr的30％～80％的范围外时生成控制开关元件的导通、断开动作的PWM(Pulse Width Modulation(脉宽调制))信号的三角波的频率为20kHz，在逆变器输出电力Pout在额定值Pr的30％～80％的范围(以下称为“实际使用区域”)中时使三角波的频率切换到比它低的频率(例如15kHz)，从而减少实际使用区域中的开关元件的开关次数，减少开关损耗。

此外，作为能够使开关元件的开关次数比日本特开平11-53042号公报所记载的方法更为减少的方法，已知被称为磁滞(hysteresis)方式的电流控制法的方法。

磁滞方式的电流控制法是指，通过图15所示的方法生成PWM信号，根据该PWM信号控制开关元件的导通、断开的方法。

在图15中，实曲线A表示输出电流的基波成分的控制目标值的波形，以虚线表示的曲线AU、AD分别表示输出电流的基波成分变动时的允许范围的上限和下限的波形。此外，以点划线表示的折线B是从逆变装置输出的电流值的波形。

在磁滞方式的电流控制法中，当从逆变装置输出的电流值上升到允许范围ΔI的上限值Iup时，PWM信号的电平切换到以停止向逆变器供给直流电力的方式控制开关元件的电平(在图15中以“低电平”表示)，当从逆变装置输出的电流值下降到允许范围ΔI的下限值Idown时，PWM信号的电平切换到以向逆变器供给直流电力的方式控制开关元件的电平(在图15中以“高电平”表示)。

[专利文献1]日本特开平11-53042号公报

在***连接逆变装置中，设置有与***连接用的指导标准(guideline)。例如，对输出电流，要求将基波成分(在日本关西地区中为60Hz，在日本关东地区中为50Hz)的有效值保持在规定的允许范围内，将5次、7次、13次的高频成分分别抑制在1％以内，总值抑制在3％以内。

对逆变装置的性能，一般要求输出的高精度化、高速响应性、高效率等。因为***连接逆变装置的主要目的是向***供给电力，所以与电动机控制用的逆变装置不同，相比于输出的高精度化、高速响应性，更优先要求高效率化。从而，在***连接逆变装置中，以满足上述指导标准为条件，希望尽可能地减少开关次数，达到高效率化。

磁滞方式的电流控制法是在从***连接逆变装置输出的电流值在控制目标值的允许范围ΔI内(例如控制目标值±3％内)的条件下，尽可能地降低开关元件的开关频率、减少开关损耗的方法，因此，从以满足指导标准为条件的高效率化的观点出发，能够被称为是比在日本特开平11-53042号公报中记载的方法更适于***连接逆变装置的PWM信号生成方法。

但是，在磁滞方式的电流控制法中，存在下述问题。

(1)需要用于总是监视从***连接逆变装置实际输出的交流电流是否超出允许范围的电路。

(2)难以用数字控制***构成根据从***连接逆变装置实际输出的交流电流是否超出允许范围而生成PWM信号的图案的结构。因此，不能够活用数字控制***的设计中的高通用性、高灵活性的优点。

发明内容

本发明鉴于上述问题而提出，其目的是提供消除磁滞方式的电流控制法的缺点，并且，利用数字化的控制***生成周期变长的PWM信号的PWM信号生成装置和具有该PWM信号生成装置的逆变装置。

为了解决上述课题，本发明采取下列的技术方法。

本发明的第一方面提供一种PWM信号生成装置，其具有生成第一脉冲波形的第一脉冲波形生成单元；在从上述第一脉冲波形的生成开始时刻经过预先设定的延迟时间时，生成第二脉冲波形的第二脉冲波形生成单元；以及PWM信号生成单元，其根据使由上述第一脉冲波形生成单元生成的上述第一脉冲波形和由上述第二脉冲波形生成单元生成的上述第二脉冲波形合成而得的合成脉冲波形，生成PWM信号，上述第一脉冲波形生成单元，在上述合成脉冲波形结束时生成下一个第一脉冲波形。

根据上述结构，生成周期比上述第一脉冲波形生成单元所生成的第一脉冲波形长的合成脉冲波形，因此能够生成周期长的PWM信号。

在本发明的优选实施方式中，上述第一脉冲波形是具有预先设定的第一脉冲周期、在该第一脉冲周期内的中间部分为高电平、在两端部分为低电平的波形，上述第二脉冲波形是具有预先设定的第二脉冲周期、在该第二脉冲周期内的前侧部分为高电平、在后侧部分为低电平的波形，上述合成脉冲波形是在上述第一脉冲波形的高电平期间连接有上述第二脉冲波形的与该第一脉冲波形相同类型的波形。

在本发明的优选实施方式中，上述第一脉冲周期和上述第二脉冲周期相同。

在本发明的优选实施方式中，上述第一脉冲波形的高电平期间配置在上述第一脉冲周期的中央。

在本发明的优选实施方式中，上述延迟时间是满足在由上述第一脉冲波形生成单元生成的上述第一脉冲波形为高电平的期间开始上述第二脉冲波形的生成的条件的时间。

在本发明的优选实施方式中，上述延迟时间是上述第一脉冲周期的1/2的时间。

在本发明的优选实施方式中，上述第一脉冲波形生成单元包括：在上述第一脉冲周期开始时，计算上述第一脉冲波形应该为高电平的第一导通时间的第一导通时间计算单元；以及根据上述第一导通时间和上述第一脉冲周期中的上述高电平的位置，决定在上述第一脉冲周期中上述第一脉冲波形的电平从低电平反转为高电平的第一反转定时的第一反转定时决定单元，上述第二脉冲波形生成单元包括：在从上述第一脉冲周期的开始时刻经过上述延迟时间时，计算上述第二脉冲波形应该为高电平的第二导通时间的第二导通时间计算单元；和根据上述第二导通时间，决定在计算出该第二导通时间的第二脉冲周期中上述第二脉冲波形的电平从高电平反转为低电平的第二反转定时的第二反转定时决定单元，上述PWM信号生成单元包括：检测以上述第一脉冲周期的开始时刻作为基准的上述第一、第二反转定时的反转定时检测单元；和PWM信号输出单元，其在上述第一脉冲周期的开始时刻使输出电平为低电平，此后当检测出上述第一反转定时时使上述输出电平反转为高电平，此后当检测出上述第二反转定时时使上述输出电平反转为低电平，生成合成上述第一脉冲波形和上述第二脉冲波形而得到的脉冲信号，并将该脉冲信号作为上述PWM信号的各脉冲进行输出。

在本发明的优选实施方式中，上述第一反转定时决定单元，在每次计算上述第一导通时间时，将从上述第一导通时间的计算开始时刻，经过了从直到上述第一脉冲周期中的上述高电平的中心位置的时间减去该计算出的第一导通时间的1/2的时间而得到的剩余时间的时刻，决定为上述第一反转定时，上述第二反转定时决定单元，在每次计算上述第二导通时间时，将从该第二导通时间的计算开始时刻经过了计算出的第二导通时间的时刻决定为上述第二反转定时。

在本发明的优选实施方式中，进一步包括：每当上述第一脉冲波形的周期结束时，判别上述第二脉冲波形的电平是否为高电平的判别单元；和仅在上述第一脉冲波形的周期结束时上述第二脉冲波形的电平为高电平的情况下，在该第一脉冲波形的周期结束时使上述第二脉冲波形生成单元再次生成第二脉冲波形的脉冲波形再生成单元，上述PWM信号生成部件，根据在上述第一脉冲波形上合成有上述生成的第二脉冲波形和该再次生成的第二脉冲波形而得到的合成脉冲波形，生成PWM信号。

在本发明的优选实施方式中，进一步具有在由上述脉冲波形再生成单元再次进行上述第二脉冲波形的生成的情况下，判别在先前生成的第二脉冲波形的周期结束时再次生成的第二脉冲波形的电平是否为高电平的第二判别部件，上述脉冲波形再生成单元反复进行在上述先前生成的第二脉冲波形的周期结束时使上述第二脉冲波形生成单元再次生成第二脉冲波形的动作，直到在上述先前生成的第二脉冲波形的周期结束时上述再次生成的第二脉冲波形的电平为低电平为止，上述PWM信号生成单元，根据在上述第一脉冲波形上合成有上述生成的第二脉冲波形和该再次生成的1个或2个以上的第二脉冲波形而得到的合成脉冲波形，生成PWM信号。

在本发明的优选实施方式中，上述第一脉冲波形生成单元包括：在上述第一脉冲周期开始时，计算上述第一脉冲波形应该为高电平的第一导通时间的第一导通时间计算单元；以及根据上述第一导通时间和上述第一脉冲周期中的上述高电平的位置，决定在上述第一脉冲周期中上述第一脉冲波形的电平从低电平反转为高电平的第一反转定时的第一反转定时决定单元，上述第二脉冲波形生成单元包括：在从上述第一脉冲周期的开始时刻经过上述延迟时间时，以及在由上述脉冲波形再生成单元再次进行上述第二脉冲波形的生成的情况下的上述第一脉冲周期结束时和先前生成的第二脉冲波形的周期结束时，计算上述第二脉冲波形应该为高电平的第二导通时间的第二导通时间计算单元；和根据由上述第二导通时间计算单元最后计算出的第二导通时间，决定在计算出该第二导通时间的第二脉冲周期中上述第二脉冲波形的电平从高电平反转为低电平的第二反转定时的第二反转定时决定单元，上述PWM信号生成单元包括：检测以上述第一脉冲周期的开始时刻作为基准的上述第一、第二反转定时的反转定时检测单元；和PWM信号输出单元，其在上述第一脉冲周期的开始时刻使输出电平为低电平，此后当检测出上述第一反转定时时使上述输出电平反转为高电平，根据生成的1个或2个以上的上述第二脉冲波形使上述输出电平保持在高电平，此后当检测出上述第二反转定时时使上述输出电平反转为低电平，生成合成上述第一脉冲波形和1个或2个以上的上述第二脉冲波形而得到的脉冲信号，并将该脉冲信号作为上述PWM信号的各脉冲进行输出。

在本发明的优选实施方式中，上述第一反转定时决定单元，在每次计算上述第一导通时间时，将从上述第一导通时间的计算开始时刻，经过了从直到上述第一脉冲周期中的上述高电平的中心位置的时间减去该计算出的第一导通时间的1/2的时间而得到的剩余时间的时刻，决定为上述第一反转定时，上述第二反转定时决定单元，将从最后的第二导通时间的计算开始时刻经过该最后计算出的第二导通时间的时刻决定为上述第二反转定时。

在本发明的优选实施方式中，上述第一导通时间计算单元，使用求取第一状态方程式的解的第一计算式，计算上述第一导通时间，该第一状态方程式从输入到控制对象的状态变量为上述第一脉冲波形的状态方程式导出，并以上述第一脉冲波形的第一导通时间作为输入变量，上述第二导通时间计算单元，使用求取第二状态方程式的解的第二计算式，计算上述第二导通时间，该第二状态方程式从输入到上述控制对象的上述状态变量为上述第二脉冲波形的状态方程式导出，并以上述第二脉冲波形的第二导通时间作为输入变量。

本发明的第二方面提供一种逆变装置，其包括：输出直流电压的直流电源；用于将从上述直流电源输出的直流电压逆变换为交流电压的、使多个开关元件桥式连接的桥式电路；通过控制上述多个开关元件的导通、断开动作，控制上述桥式电路的逆变换动作的控制电路；除去在从上述桥式电路输出的交流电压中包含的开关噪声的滤波器电路；和改变从上述滤波器电路输出的交流电压，并向负载输出的变压器，该逆变装置的特征在于，上述控制电路具有第一方面所述的PWM信号生成装置，根据上述PWM信号生成装置所生成的PWM信号控制上述多个开关元件的导通、断开动作。

在本发明的优选实施方式中，上述直流电源由太阳能电池构成，并且，上述桥式电路由三相桥式电路构成，从上述变压器输出的交流电压是连接到商用电力***并加以输出的三相交流电压。

附图说明

图1是表示本发明的单相逆变装置的一个实施方式的电路结构的图。

图2是用于说明由逆变器控制部生成的PWM信号的生成方法的图。

图3是用于说明在PWM信号的生成中使用的2类脉冲波形的图。

图4是用于说明表示逆变器输出电压的脉冲电压的图。

图5是表示简化的逆变装置的模型的电路图。

图6是表示逆变器控制部的PWM信号生成功能的框图。

图7是用于说明切换部的功能的图。

图8是表示逆变器控制部中的PWM信号的生成顺序的流程图。

图9是用于说明第二实施方式的输出脉冲波形的图。

图10是用于说明第三实施方式的输出脉冲波形的图。

图11是用于说明第四实施方式的输出脉冲波形的图。

图12是表示本发明的三相逆变装置的一个实施方式的电路结构的图。

图13是表示现有的三相逆变装置的PWM信号生成部的基本结构的框图。

图14是表示本发明的三相逆变装置的PWM信号生成部的基本结构的框图。

图15是用于说明磁滞方式的电流控制法的图。

具体实施方式

下面，参照附图具体地说明本发明的优选实施方式。

图1是表示本发明的逆变装置的一个实施方式的电路结构的图。图1所示的逆变装置1是使直流电力与商用电力***连接并供给电力的单相***连接逆变装置。

逆变装置1具有：输出直流电力的直流电源2；将从该直流电源2输出的直流电力变换成交流电力的逆变电路3；控制该逆变电路3内的开关元件TR1～TR4的导通、断开动作的逆变器控制部4；除去包含在从该逆变电路3输出的交流电压中的开关噪声的滤波器电路5；用于使从该滤波器电路5输出的交流电压与***电压相匹配地输出到***9(相当于对逆变装置1的负载)的变压器6；和检测从该变压器6输出的电流(以下称为“输出电流”)的输出电流检测器7；以及检测***9(相当于对逆变装置1的负载)的电压的***电压检测器8。

逆变装置1中，逆变器控制部4控制来自逆变电路3的产生电压，从而将输出电流控制为用于与***连接的目标电流。逆变器控制部4，将输出电流和目标电流变换为输出电压和目标电压，通过使用它们的规定的计算生成信号，利用该信号，控制来自逆变电路3的产生电压。本发明的特征在于逆变器控制部4中的使用输出电压和目标电压的计算，所以在下面的说明中，为了使说明简单，省略将输出电流和目标电流变换为输出电压和目标电压的处理。

直流电源2具有将太阳能变换成电能的太阳能电池211。另外，设置在太阳能电池211的输出线上的二极管D1是为了防止电流从逆变电路3侧逆流到太阳能电池211。

逆变电路3由电压控制型逆变电路构成，即，逆变电路3是4个开关元件TR1～TR4桥式连接而成的电路。反馈二极管D2、D3、D4、D5分别与各开关元件TR1、TR2、TR3、TR4并联连接。作为开关元件，例如使用双极晶体管、场效应晶体管、闸流晶体管等半导体开关元件，图1表示使用晶体管的例子。

将从直流电源2输出的直流电压Vdc供给至开关元件TR1与开关元件TR2的串联连接、以及开关元件TR3与开关元件TR4的串联连接的两端，从开关元件TR1与开关元件TR2的连接点a、以及开关元件TR3与开关元件TR4的连接点b输出由逆变电路3变换得到的交流电压。

根据从逆变器控制部4输出的PWM信号分别控制4个开关元件TR1～TR4的导通、断开动作。具体地说，从逆变器控制部4输出以相互相位反转的2个PWM信号作为1组、脉冲宽度不同的2组PWM信号。令一组的PWM信号为S11、S12，另一组的PWM信号为S21、S22，PWM信号S11、S12分别被输入开关元件TR1和开关元件TR2的控制端子(在图1中是晶体管的基极)，PWM信号S21、S22分别被输入开关元件TR3和开关元件TR4的控制端子(在图1中是晶体管的基极)。

使开关元件TR1～TR4的导通(ON)的状态为“导通状态”，断开(OFF)的状态为“截断状态”，逆变电路3的开关元件TR1和开关元件TR2的串联连接(以下，将该电路部分称为“第一臂”)，在动作状态中，(TR1，TR2)＝(ON，OFF)的状态和(TR1，TR2)＝(OFF，ON)的状态交替反复。根据图1的桥式连接能够明确，(TR1，TR2)＝(ON，OFF)的状态是从太阳能电池211将直流电力供向逆变电路3的电路状态，(TR1，TR2)＝(OFF，ON)的状态是截断该直流电力向逆变电路3的供给的电路状态。

同样，开关元件TR3和开关元件TR4的串联连接(以下，将该电路部分称为“第二臂”)，在动作状态中，也是(TR3，TR4)＝(ON，OFF)的状态和(TR3，TR4)＝(OFF，ON)的状态交替反复。(TR3，TR4)＝(ON，OFF)的状态是从太阳能电池211将直流电力供向逆变电路3的电路状态，(TR3，TR4)＝(OFF，ON)的状态是截断该直流电力向逆变电路3的供给的电路状态。

另外，PWM信号S11、S12和PWM信号S21、S22的周期是变化的，但其周期相互同步地变化，只是占空比相互不同。例如，在某个周期中，在PWM信号S11、S12的占空比大于PWM信号S21、S22的占空比时(PWM信号S11的ON期间比PWM信号S21的ON期间长时)，因为(TR1，TR2)＝(ON，OFF)的电路状态比(TR3，TR4)＝(ON，OFF)的电路状态长，所以开关元件TR1与开关元件TR2的连接点a的电压Va比开关元件TR3与开关元件TR4的连接点b的电压Vb高，例如，当使连接点b为电压的基准点(0V)时，从逆变电路3输出(Va-Vb)(＞0)的电压。

另一方面，相反地，在PWM信号S11、S12的占空比小于PWM信号S21、S22的占空比时，因为(TR1，TR2)＝(ON，OFF)的电路状态比(TR3，TR4)＝(ON，OFF)的电路状态短，所以连接点a的电压Va比连接点b的电压Vb低，从逆变电路3输出(Va-Vb)(＜0)的电压。

而且，因为PWM信号S11、S12的占空比和PWM信号S21、S22的占空比每周期连续变化，所以从逆变电路3输出、通过滤波器电路5的电压Vout正弦波状地变化。

逆变器控制部4，如上所述，具有与第一臂和第二臂对应的2个PWM信号生成部41、42，由这些PWM信号生成部41、42生成4个PWM信号S11、S12、S21、S22，根据这些PWM信号S11、S12、S21、S22控制逆变电路3的直流-交流变换动作。逆变器控制部4主要由微型计算机构成。逆变器控制部4，使用从由输出电流检测器7输入的输出电流变换而得的输出电压的数据，利用预先设定的程序实施规定的计算处理，从而计算出PWM信号S11、S21的导通定时和断开定时，根据该计算结果实时地将电平切换为高电平和低电平，从而生成PWM信号S11、S21。此外，逆变器控制部4，通过使这些PWM信号S11、S21的相位反转，生成PWM信号S12、S22。在后面叙述PWM信号S11或PWM信号S21的生成方法。

滤波器电路5由低通滤波器构成，该低通滤波器中，使2个电感L_F1、L_F2与一对输出线分别串联连接，在输出侧使电容C_F并联连接。在图1中，因为以平衡电路表示滤波器电路5，所以形成同一电感L_F1、L_F2分别与一对输出线串联连接的结构，但在以不平衡电路进行表示时，成为使电感L_F(＝L_F1+L_F2)与电容C_F连接成反L型的电路。

在从逆变电路3输出的交流电压中，包含由PWM信号产生的开关元件TR1～TR4的开关噪声，因此，为了除去该开关噪声，应该将滤波器电路5的截止频率设定为PWM信号的最低频率以下。但是，如后所述，本实施方式的PWM信号的周期根据状况会延长，因此不能够确定最低频率。从而，设定比基于经验取得的范围的最低频率(例如2kHz)小、比***电压的频率(50kHz或60kHz)大的适当的频率作为滤波器电路5的截止频率。

变压器6使从滤波器电路5输出的交流电压(正弦波电压)上升或下降到与***电压大致相同的水平。输出电流检测器7设置在变压器6的一对输出线的一方，检测流过该输出线的交流电流(输出电流)。***电压检测器8设置在变压器6的一对输出线的两端间，检测从该输出线输出的交流电压(输出电压)。另外，因为以与***9的电压大致相同的方式控制逆变装置1的输出电压，所以由***电压检测器8检测出的电压也可以说是***9的电压。由输出电流检测器7检测出的输出电流被输入逆变器控制部4，变换成输出电压，用于生成PWM信号S11、S21。由***电压检测器8检测出的输出电压也被输入逆变器控制部4，用于检测相位。

下面，说明逆变器控制部4中的PWM信号的生成方法。

逆变装置1是使进行非线性动作的逆变电路3与进行线性动作的滤波器电路5和变压器6结合起来的***(即，线性电路和非线性电路的混合***)。根据现代控制理论，提倡根据下述方法构筑数字控制***：将控制***模型化为线性***，并且制作表示该线性***模型的状态方程式，作为该状态方程式的解，求取控制值。

在本发明中，注意到输入到逆变装置1的线性电路的电压是脉冲电压，通过预先设定脉冲电压的周期和波形，能够应用PWM保持法。即，将预先设定的取样期间T中的脉冲电压为高电平的时间(以下称为“导通时间”)T_ON作为状态变量，利用基于该导通时间T_ON的高电平期间(以下称为“导通期间”)的位置的状态方程式，表达逆变装置1的控制***，通过将该状态方程式变换成离散时间***的状态方程式并求解，求取导通时间T_ON。另外，在后面叙述该状态方程式和其解法。采用根据计算出的导通时间T_ON、取样期间T和导通期间在周期内的位置，生成PWM信号的各脉冲的方法，从而能够以数字控制***构筑逆变装置1的控制***(生成PWM信号的控制***)。

但是，在上述方法中，需要选择取样周期T以作为脉冲电压的周期T，因为该周期T是固定的，所以不能够变动PWM信号的各脉冲的周期。这是因为，当在取样周期T的开始时计算导通时间T_ON时，假定其计算出时的逆变***的状态在取样周期T内不变化，以利用具有计算出的导通时间T_ON的导通期间的脉冲电压对取样周期T内进行控制作为前提。

本发明是，在取样期间T的开始时计算导通时间T_ON，决定直到下一个取样期间T的开始时的脉冲电压的波形，但是在取样期间T的期间内再次计算导通时间T_ON，修正脉冲电压的导通期间结束的定时(断开定时)。如果在取样期间T内状态不变化，则由再次计算出的导通时间T_ON得到的断开定时(修正断开定时)应该与由最初计算出的导通时间T_ON得到的断开定时(初始断开定时)大致相同，但是如果在取样期间T内状态发生变化，则修正断开定时与初始断开定时不同。与修正断开定时是否相对于初始断开定时发生变化无关地，先前决定的脉冲波形根据由再次计算出的导通时间T_ON决定的脉冲波形进行修正。由此，PWM信号的各脉冲的周期比取样周期T长。

在脉冲波形中，存在：

(1)在1个周期的两侧为低电平、在中间部分为高电平的波形(在周期的过程中反转为高电平后，回到低电平的类型。以下称为“A类型”)。

(2)在1个周期的前侧部分为高电平，在后侧部分为低电平的波形(在周期开始时反转为高电平，在周期的中间反转为低电平的类型。以下称为“B类型”)。

(3)在1个周期的前侧部分为低电平，在后侧部分为高电平的波形(在周期开始时反转为低电平，在周期的中间反转为高电平的类型。以下称为“C类型”)。

作为先前决定的脉冲波形和通过再次计算决定的脉冲波形的组合，能够考虑这些A、B、C类型的组合。但是，例如，在先前决定的脉冲波形和通过再次计算决定的脉冲波形都是A类型的情况下，修正的脉冲波形在周期中具有2个脉冲，PWM信号的各脉冲的周期比取样周期T短。从而，为了加长PWM信号的各脉冲的周期，需要在先前决定的脉冲波形的导通期间中进行再次计算，并且，通过再次计算决定的脉冲波形是在周期的开始时为高电平的B类型。

此外，例如，在先前决定的脉冲波形和通过再次计算决定的脉冲波形都是B类型的情况下，因为先前决定的脉冲波形的导通期间为周期的前侧部分，导通期间的结束时期不定，所以进行再次计算的定时限定在先前决定的脉冲波形的周期的前侧的有限期间中。在这种情况下，先前进行的计算和再次计算的间隔变短，不太能够使修正的脉冲波形的周期变长。此外，在先前决定的脉冲波形为C类型、通过再次计算决定的脉冲波形为B类型的情况下，因为先前决定的脉冲波形的导通期间为周期的后侧部分，导通期间的开始时期不定，所以进行再次计算的定时限定在先前决定的脉冲波形的周期的后侧的有限期间中。根据上述内容可知，先前决定的脉冲波形为A类型、通过再次计算决定的脉冲波形为B类型的情形是最佳的组合。

先前决定的脉冲波形和通过再次计算决定的脉冲波形各自的周期即使是不同的周期也没有关系，但是为了计算处理的简化，希望是同一周期。此外，并不限定先前决定的脉冲波形的导通期间的位置，但是为了提高计算处理的精度，希望配置在周期的中央。此外，再次计算的定时，只要在先前决定的脉冲波形的导通期间内就没有特别限定，但是为了使先前的计算和再次计算的计算周期一定，希望为先前决定的脉冲波形的周期的中间的定时。

下面，参照图2和图3，详细地说明由逆变器控制部4生成的PWM信号的生成方法。以下，以下述情况作为第一实施方式进行说明：先前决定的脉冲波形为A类型、通过再次计算决定的脉冲波形为B类型、各个脉冲波形的周期为同一周期、先前决定的脉冲波形的导通期间的位置配置在周期的中央、再次计算的定时为先前决定的脉冲波形的周期的中间的定时。

图2是用于说明由逆变器控制部4生成的PWM信号的生成方法的图。图2(a)是表示根据2类脉冲波形合成输出脉冲波形的状况的波形图。此外，图2(b)是表示输出脉冲波形和逆变电路3的输出电流I的关系的图，是与图15相当的图。

图3是用于说明在PWM信号的生成中使用的2类脉冲波形的图。另外，在下面的说明中，对PWM信号S11进行说明，但同样的方法也适用于PWM信号S21的生成。

首先，在图2中，在时刻t＝t₀，通过计算得出将预先设定的初始周期T(例如0.17ms)作为1个周期的情况下的导通时间。该计算是为了求得用于将输出电流I保持在允许范围内的PWM信号的脉冲波形的导通时间，因此，根据上次计算出的导通时间、从由输出电流检测器7检测出的输出电流变换而得的输出电压、和目标电压，计算导通时间。另外，该导通时间的计算式是根据逆变电路1的状态方程式而求得的，将在后面叙述该计算式的计算方法。

接着，生成计算出的导通时间的导通期间位于中央的脉冲波形(参照图3(a)。以下称为“第一脉冲波形”。此外，将为了生成第一脉冲波形而计算出的导通时间称为“第一导通时间”)。当令计算出的第一导通时间为ΔT₁时，该第一脉冲波形在从计算该ΔT₁的时刻t₀经过时间(1/2)·(T-ΔT₁)后导通，经过时间(1/2)·(T+ΔT₁)后断开(参照图2的图案1的左侧的脉冲波形)。

接着，在从时刻t₀经过时间(1/2)·T后的t＝t₁，再次计算令T为1个周期时的导通时间。

在图2(b)的例子中，t＝t₁时的输出电流I为I₁，此时计算出输出电流I处于允许范围ΔI内的最佳的导通时间。另外，在计算时间不足，没有计算出导通时间的情况下，因为不能够延长先前生成的第一脉冲波形，所以不进行以下处理地将上述生成的第一脉冲波形作为输出脉冲波形。

在由t＝t₁的计算得到导通时间的情况下，生成计算出的导通时间的导通期间位于前端侧的脉冲波形(参照图3(b)。以下称为“第二脉冲波形”。此外，将为了生成第二脉冲波形而计算出的导通时间称为“第二导通时间”)。当令计算出的第二导通时间为ΔT₂时，该第二脉冲波形从计算导通时间的时刻t₁开始导通，经过ΔT₂后断开(参照图2的图案2的左侧的脉冲波形)。

然后，在逆变器控制部4中生成合成上述2个脉冲波形而得到的输出脉冲波形，根据输出脉冲波形输出PWM信号(参照图2的输出脉冲波形的左侧的脉冲波形)。该输出脉冲波形是，在从时刻t＝t₀经过时间(1/2)·(T-ΔT₁)后(以下称该时刻为“t_a”)导通、在经过时间(1/2)·T+ΔT₂后(以下称该时刻为“t_b”)断开、导通时间为(1/2)·ΔT₁+ΔT₂的脉冲波形。此外，根据图2能够明确，该输出脉冲波形的周期为(3/2)·T。

另外，在时刻t＝t₀，根据通过上次的计算处理生成的输出脉冲波形，控制从逆变器控制部4输出的PWM信号的电平，在图2中为低电平。在t＝t₀以后，基本上根据由t＝t₀的计算处理计算出的第一脉冲波形，控制从逆变器控制部4输出的PWM信号的电平，因为第一脉冲波形在t＝t₀～t_a为低电平，所以从逆变器控制部4输出的PWM信号保持在低电平，根据在t＝t₀的计算结果，在t＝t_a时PWM信号的电平从低电平反转为高电平。

反转为高电平的PWM信号的电平持续到t＝t_a+ΔT₁，因此，在t＝t₁时PWM信号的电平保持在高电平。在由t＝t₁的计算处理计算出ΔT₂的情况下，基于该ΔT₂的第二脉冲波形从t＝t₁到t＝t_b(＝t₁+ΔT₂)为高电平、从t＝t_b到t＝t₃为低电平，因此，PWM信号的电平，在t＝t₁以后也保持高电平，在t＝t_b时根据第二脉冲波形反转为低电平。

通过控制从逆变器控制部4输出的PWM信号的电平，逆变电路3的输出电流I成为图2(b)的实线所示的N。另外，在t＝t₁不进行用于修正导通时间的计算处理，在t＝t₂进行下一次脉冲波形的计算处理的情况下，逆变电路3的输出电流I成为图2(b)的虚线所示的N′。

如上所述，第一脉冲波形在周期T的中央部成为高电平，在两端部成为低电平，因此，求取第一脉冲波形的计算处理需要在PWM信号为低电平的定时进行。另一方面，第二脉冲波形，如上所述，在周期T的前端侧为高电平，在后端侧为低电平，因此，本申请的发明基本上是，在生成第一脉冲波形后，根据该第一脉冲波形在PWM信号为高电平的期间进行生成第二脉冲波形的计算处理，在得到第二脉冲波形的情况下，通过使该第二脉冲波形与第一脉冲波形合成，延长输出脉冲波形的周期。

这样，在通过再次计算得出第二导通时间ΔT₂时，输出脉冲波形的周期比初始周期T延长(1/2)·T。因此，逆变器控制部4能够生成延长了各脉冲的周期的PWM信号。从而，本实施方式的逆变装置1，与将PWM信号的各脉冲的周期固定为T的情况相比较，能够减少开关元件TR1～TR4的开关次数，减少开关损耗，能够改善电压的变换效率。

此外，在本实施方式中固定各导通时间的计算定时，仅在计算各导通时间时使用从外部输入的测定值，因此不需要总是监视该测定值。此外，能够利用数字控制***构成逆变器控制部4，因此能够提高设计的通用性、灵活性。

此外，在本实施方式中，将第一脉冲波形的导通期间配置在周期的中央。从而，难以产生下述问题：计算出第一导通时间ΔT₁时已经过了第一脉冲波形的导通期间的开始时刻，或该导通时间超出1个周期等。此外，第一导通时间ΔT₁的计算式中的误差最小，因此计算出的第一导通时间ΔT₁的精度高。

此外，在本实施方式中，在第一脉冲波形的周期的中央进行第二导通时间ΔT₂的运算。从而，难以产生在第二脉冲波形的导通期间的开始时刻第一脉冲波形的导通期间已结束等的问题。此外，因为第一导通时间ΔT₁和第二导通时间ΔT₂的计算周期一定，所以控制精度高。

此外，在本实施方式中，采用用于进一步延长输出脉冲波形的周期的方法。

在第二导通时间ΔT₂比(1/2)·T短的情况下，在用于第一脉冲波形的计算的周期T的结束时刻，PWM信号成为低电平。此外，对于从周期T的结束时刻延长的(1/2)·T的期间，也根据第二脉冲波形求得使PWM信号为低电平的输出脉冲波形。由此，在该延长期间(1/2)·T结束的时刻，进行下一个第一脉冲波形的计算处理(参照图2(a)的t＝t₀～t₃的图案1、2的波形)。

另一方面，在第二脉冲波形的导通时间ΔT₂比(1/2)·T长的情况下，在用于第一脉冲波形的计算的周期T的结束时刻，PWM信号为高电平，因此在该周期T的结束时刻能够再次进行第二脉冲波形的计算处理。于是，在本实施方式中，在第一脉冲波形的周期T的结束时刻第二脉冲波形为高电平的情况下，再次进行第二脉冲波形的计算处理，当由该计算处理计算出导通时间时，在合成有第一个第二脉冲波形的脉冲波形上进一步合成第二个第二脉冲波形，从而能够更为延长输出脉冲波形的周期。

即，在图2的t＝t₃，进行下一个第一脉冲波形的计算处理，在生成具有第一导通时间ΔT₁′的第一脉冲波形后，在t＝t₄(＝t₃+(1/2)·T)，进行第二脉冲波形的计算处理。由该计算处理计算出的第二导通时间ΔT₂′为(1/2)·T以上，因此在t＝t₅，再次计算第二导通时间ΔT₃′。此时不能够计算出ΔT₃′的情况下，生成使导通时间ΔT₁′的第一脉冲波形(参照图2的图案1的右侧的脉冲波形)和导通时间ΔT₂′的第二脉冲波形(参照图2的图案2的右侧的脉冲波形)合成而得的脉冲波形作为输出脉冲波形。

在t＝t₅计算出ΔT₃′的情况下，在ΔT₃′比(1/2)·T短时，生成使导通时间ΔT₁′的第一脉冲波形、导通时间ΔT₂′的第二脉冲波形和导通时间ΔT₃′的第二脉冲波形合成而得的脉冲波形作为输出脉冲波形(参照图2的输出脉冲波形的右侧的脉冲波形)。该输出脉冲波形是，在从时刻t＝t₃经过时间(1/2)·(T-ΔT₁′)后(以下令该时刻为“t_c”。)导通、在经过时间T+ΔT₃′后(以下令该时刻为“t_d”)断开、导通时间为(1/2)·T+(1/2)·ΔT₁′+ΔT₃′的脉冲波形。此外，根据图2能够明确，该输出脉冲波形的周期为2·T。

而且，逆变电路3的输出电流I成为图2(b)的实线所示的N。另外，在t＝t₄不进行用于修正导通时间的计算处理的情况下，逆变电路3的输出电流I成为图2(b)的虚线所示的N″。此外，在t＝t₅不进行用于修正导通时间的计算处理的情况下，逆变电路3的输出电流I成为图2(b)的虚线所示的N′″。

在ΔT₃′为(1/2)·T以上的情况下，在用于第二脉冲波形的计算的周期T的结束时刻，PWM信号为高电平，因此，在该周期T的结束时刻t＝t₆(＝t₅+(1/2)·T)再次计算第二导通时间。以下，同样地计算出第二导通时间，如果该导通时间为(1/2)·T以上，则在从进行该计算处理的时刻经过了(1/2)·T的时刻再次计算第二导通时间。该第二导通时间的计算处理重复进行，直至未计算出第二导通时间，或者计算出的第二导通时间为(1/2)·T以下。

这样，在本实施方式中，计算第二导通时间，只要该第二导通时间在(1/2)·T以上，即只要在先前的第二脉冲波形的周期T的结束时刻后一个第二脉冲波形为高电平，就能够延长输出脉冲波形的导通时间和周期。由此，PWM信号的各脉冲的周期长度成为(1/2)·mT(m为2以上的自然数)，与将PWM信号的周期固定为T的情况相比较，能够减少开关元件TR1～TR4的平均开关次数，减少开关损耗，能够改善电压的变换效率。

下面，说明导通时间的计算。

在本实施方式中，为了通过计算处理主要生成PWM信号，如上所述，使用PWM保持法，将逆变装置1的逆变电路3～变压器6的电路模型化为线性***。即，在本实施方式中，使以逆变电路的输出电压(脉冲电压)作为输入的状态方程式变形，导出以该输出电压的脉冲的导通时间作为输入的状态方程式(表示线性***模型的状态方程式)，求解该状态方程式，得到作为解的式子，使用该式子大致实时地计算导通时间。

首先，说明从以逆变器输出电压作为输入的状态方程式，导出以输出脉冲的导通时间作为输入的状态方程式的方法。

在现代控制理论中，正在研究求取控制对象的数学模型和该数学模型的输入输出函数，导出动作状态中的方程式(状态方程式)，通过求解该状态方程式，分析控制对象的动作特性的各种方法。

已知，在控制对象是以下列(1)、(2)的微分状态方程式表示的1输入1输出***的情况下，状态变量x(t)、输出y(t)的解由下列(3)、(4)式表示。

[数学式1]

$\stackrel{\·}{x}\left(t\right)=A\·x\left(t\right)+B\·u\left(t\right)...\left(1\right)$

y(t)＝C·x(t)+D·u(t)   …(2)

u(t)：输入矢量

y(t)：输出矢量

x(t)：状态变量矢量

x(t)的微分值

A、B、C、D：系数矢量

[数学式2]

$x\left(t\right)=e^{A(t-t_o)}\·x\left(t_o\right)+{\∫}_{t_o}^t{e}^{A(t-\mathrm{\τ})}\·B\·u\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}...\left(3\right)$

$y\left(t\right)=C\·e^{A(t-t_o)}\·x\left(t_o\right)+{\∫}_{t_o}^{t}C\·e^{A(t-\mathrm{\τ})}\·B\·u\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}+D\·u\left(t\right)...\left(4\right)$

x(t₀)：状态变量的初始值

另外，在逆变装置中输入矢量u(t)是从逆变电路输出的脉冲电压v_i(t)。令该输入脉冲的周期为T，从t₀＝kT的状态考虑t＝(k+1)·T时的状态。在上述(3)式中，如果使u(t)为v_i(t)、t₀＝kT、t＝(k+1)·T，则得到下述(5)式。

[数学式3]

$x\left((k+1)T\right)=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+{\∫}_{\mathrm{kT}}^{(k+1)T}{e}^{A(\left(k+1\right)T-\mathrm{\τ})}\·B\·v_i\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}...\left(5\right)$

这里，作为输入量的逆变器输出电压，如图4所示，是大小为V_DC、宽度为ΔT的脉冲电压，它的脉冲波形是导通期间位于中央的A类型的脉冲波形。由此，在kT≤τ＜kT+(1/2)·(T-ΔT)，kT+(1/2)·(T+ΔT)≤τ＜(k+1)·T时，v_i(τ)＝0，在kT+(1/2)·(T-ΔT)≤τ＜kT+(1/2)·(T+ΔT)时，v_i(τ)＝V_DC。由此，上述(5)式变形为下述(6)式。这样，能够将输入参数从逆变器的电压变换到脉冲宽度。

[数学式4]

$x\left((k+1)T\right)=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+{\∫}_{\frac{(T-\mathrm{\ΔT})}{2}}^{\frac{(T+\mathrm{\ΔT})}{2}}{e}^{A(T-\mathrm{\τ})}\·B\·V_{\mathrm{DC}}\mathrm{d\τ}...\left(6\right)$

使上述(6)式变形，得到下述(7)式，当令x[k]＝x(kT)时，得到下述(8)式。根据以上内容，逆变装置1表达为以导通时间ΔT为输入的线性***。

[数学式5]

$x\left((k+1)T\right)=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+A^{-1}\·\{e^{\frac{A\·(T+\mathrm{\ΔT})}{2}}-e^{\frac{A\·(T-\mathrm{\ΔT})}{2}}\}\·B\·V_{\mathrm{DC}}$

$=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+A^{-1}\·e^{\frac{A\·T}{2}}\·\{e^{\frac{A\·\mathrm{\ΔT}}{2}}-e^{\frac{-A\·\mathrm{\ΔT}}{2}}\}\·B\·V_{\mathrm{DC}}$

$=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+e^{\frac{A\·T}{2}}\·{\∫}_{\frac{-\mathrm{\ΔT}}{2}}^{\frac{\mathrm{\ΔT}}{2}}{e}^{A\·\mathrm{\ΔT}}\mathrm{d\ΔT}\·B\·V_{\mathrm{DC}}$

$=e^{\mathrm{AT}}x\left(\mathrm{kT}\right)+e^{\frac{A\·T}{2}}\·{\∫}_{\mathrm{kT}}^{(k+1)T}\mathrm{\ΔT}\left(k\right)\mathrm{d\ΔT}\·B\·V_{\mathrm{DC}}...\left(7\right)$

[数学式6]

x[k+1]＝A_Tx[k]+B_TΔT[k]

A_T＝e^AT

$B_T=e^{\frac{A\·T}{2}}\·B\·V_{\mathrm{DC}}...\left(8\right)$

接着，根据具体的逆变装置的状态方程式求取计算导通时间的式子。图5所示的简化的逆变装置的模型的电路表达式，根据基尔霍夫定律，表示为下述(9)式。其中，v_i(t)、v₀(t)分别是图5中的点V_i、V₀在时间t的电压值。

[数学式7]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{V}_0\left(t\right)\\ {\stackrel{\·}{V}}_0\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -\frac{1}{\mathrm{LC}}& -\frac{1}{\mathrm{RC}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_0\left(t\right)\\ {\stackrel{\·}{V}}_0\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{1}{\mathrm{LC}}\end{array}\right]\mathrm{Vi}\left(t\right)...\left(9\right)$

将上述PWM保持法应用于上述(9)式，当令输入为导通时间ΔT[k]时，得到下述(10)式。另外，为了使计算简化，使用φ₁₁、φ₁₂、φ₂₁、φ₂₂、g₁、g₂表示行列的各要素。

[数学式8]

$\left[\begin{array}{c}{V}_0[k+1]\\ {\stackrel{\·}{V}}_0[k+1]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\φ}}_{11}& {\mathrm{\φ}}_{12}\\ {\mathrm{\φ}}_{21}& {\mathrm{\φ}}_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_0\left[k\right]\\ {\stackrel{\·}{V}}_0\left[k\right]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{g}_1\\ g_2\end{array}\right]\mathrm{\ΔT}\left[k\right]...\left(10\right)$

在本实施方式中，通过无差拍(dead beat)控制进行控制。在无差拍控制时，通过展开上述(10)式，能够求得计算导通时间ΔT[k]的式子。当展开上述(10)式时，得到下述(11)式、(12)式。当在下述(11)式、(12)式的两边分别乘以φ₂₂、φ₁₂，将(k+1)置换成k时，得到下述(13)式、(14)式。

[数学式9]

$V_0[k+1]={\mathrm{\φ}}_{11}{V}_0\left[k\right]+{\mathrm{\φ}}_{12}{\stackrel{\·}{V}}_0\left[k\right]+g_1\mathrm{\ΔT}\left[k\right]...\left(11\right)$

${\stackrel{\·}{V}}_0[k+1]={\mathrm{\φ}}_{21}{V}_0\left[k\right]+{\mathrm{\φ}}_{22}{\stackrel{\·}{V}}_0\left[k\right]+g_2\mathrm{\ΔT}\left[k\right]...\left(12\right)$

${\mathrm{\φ}}_{22}{V}_0\left[k\right]={\mathrm{\φ}}_{11}{\mathrm{\φ}}_{22}{V}_0[k-1]+{\mathrm{\φ}}_{12}{\mathrm{\φ}}_{22}{\stackrel{\·}{V}}_0[k-1]+g_1{\mathrm{\φ}}_{22}\mathrm{\ΔT}[k-1]...\left(13\right)$

${\mathrm{\φ}}_{12}{\stackrel{\·}{V}}_0\left[k\right]={\mathrm{\φ}}_{12}{\mathrm{\φ}}_{21}{V}_0[k-1]+{\mathrm{\φ}}_{12}{\mathrm{\φ}}_{22}{\stackrel{\·}{V}}_0[k-1]+g_2{\mathrm{\φ}}_{12}\mathrm{\ΔT}[k-1]...\left(14\right)$

整理上述(13)式、(14)式，得到下述(15)式，代入到上述(11)式，进行变形，得到下述(16)式。

[数学式10]

${\mathrm{\φ}}_{12}{\stackrel{\·}{V}}_0\left[k\right]=({\mathrm{\φ}}_{12}{\mathrm{\φ}}_{21}-{\mathrm{\φ}}_{11}{\mathrm{\φ}}_{22})V_0[k-1]+(g_2{\mathrm{\φ}}_{12}-g_1{\mathrm{\φ}}_{22})\mathrm{\ΔT}[k-1]+{\mathrm{\φ}}_{22}{V}_0\left[k\right]...\left(15\right)$

$\mathrm{\ΔT}\left[k\right]=\frac{\left\{V_0\right[k+1]-({\mathrm{\φ}}_{11}+{\mathrm{\φ}}_{22})V_0[k]+({\mathrm{\φ}}_{11}{\mathrm{\φ}}_{22}-{\mathrm{\φ}}_{12}{\mathrm{\φ}}_{21})V_0[k-1]+(g_1{\mathrm{\φ}}_{22}-g_2{\mathrm{\φ}}_{12})\mathrm{\ΔT}[k-1\left]\right\}}{g_1}...\left(16\right)$

根据上述(16)式，能够根据上次取样时的导通时间ΔT[k-1]和输出电压v₀[k-1]、此次取样时的输出电压v₀[k]、下次取样时的目标输出电压v₀[k+1]计算此次取样时的导通时间ΔT[k]。

上述所说明的导通时间ΔT[k]的计算式是用于计算图3(a)的导通期间位于中央的第一脉冲波形的第一导通时间ΔT₁[k]的式子。(8)式中使用B_T＝e^AT·B·V_DC的式子，能够同样求得具有图3(b)的导通期间位于前端侧的B类型的脉冲波形的第二脉冲波形的第二导通时间ΔT₂[k]的计算式。

另外，上述计算式是使用无差拍控制时的式子。本发明也能够应用于其它控制，但是在使用其它控制的情况下需要以与该控制相对应的方法计算导通时间ΔT[k]。

在上述说明中，为了概念性地说明PWM信号的生成方法，说明了生成2个脉冲波形，并生成合成的输出脉冲波形的情况。实际上，逆变器控制部4由图6的框图所示的功能块构成，根据计算得到的第一导通时间ΔT₁[k]设定导通定时，根据最后计算得到的第二导通时间ΔT₂[k+r](r是最终计算第二导通时间的次数)设定断开定时，在这些定时切换PWM信号的输出电平并输出。

图6是表示逆变器控制部4的PWM信号生成功能的框图。

逆变器控制部4，作为用于生成PWM信号的功能块，具有第一导通时间计算部401、第二导通时间计算部402、存储部403、目标电压值设定部404、切换调整部405、切换部406、比较部407、计数器408、初始周期设定部409、导通定时设定部410、断开定时设定部411、计时部412、脉冲信号生成部413。

第一导通时间计算部401计算第一导通时间ΔT₁[k]。第一导通时间计算部401，在从切换部406输入选择信号的情况下，在从计时部412输入计时信号时，计算第一导通时间ΔT₁[k]。第一导通时间计算部401，使用作为第一导通时间ΔT₁[k]的计算式的上述(16)式，根据下述内容，计算此次取样时的第一导通时间ΔT₁[k]：根据从输出电流检测器7输入并变换得到的输出电压信号，进行A/D变换而得的输出电压值v₀[k]；从存储部403输入的在上次的计算中使用的输出电压值(以下称为“上次输出电压值”)v₀[k-1]；上次计算出的导通时间(以下称为“上次导通时间”)ΔT[k-1]；以及从目标电压值设定部404输入的目标电压值v₀[k+1]。

第一导通时间计算部401，将通过计算得出的第一导通时间ΔT₁[k]输出到导通定时设定部410和断开定时设定部411，将切换信号输出到切换部406，将重置信号输出到计数器408。此外，第一导通时间计算部401，将计算出的第一导通时间ΔT₁[k]和计算中使用的输出电压值v₀[k]输出到存储部403。这些第一导通时间ΔT₁[k]、输出电压值v₀[k]，在计算下次取样时的第一导通时间ΔT₁[k+1]或第二导通时间ΔT₂[k+1]时，用作上次导通时间ΔT₁[k]、ΔT₂[k]和上次输出电压值v₀[k]。

第二导通时间计算部402计算第二导通时间ΔT₂[k]。第二导通时间计算部402，在从切换部406输入选择信号的情况下，在从计时部412输入计时信号时，计算第二导通时间ΔT₂[k]。第二导通时间计算部402，使用与上述(16)式同样的第二导通时间ΔT₂[k]的计算式，根据下述内容计算第二导通时间ΔT₂[k]：从输出电压信号经过A/D变换而得到的输出电压值v₀[k]、从存储部403输入的上次输出电压值v₀[k-1]、上次导通时间ΔT[k-1]、以及从目标电压值设定部404输入的目标电压值v₀[k+1]。

第二导通时间计算部402，在计算出第二导通时间ΔT₂[k]时，将计数信号输出到计数器408，将计算出的第二导通时间ΔT₂[k]输出到比较部407和断开定时设定部411。此外，第二导通时间计算部402，将计算出的第二导通时间ΔT₂[k]和在计算中使用的输出电压值v₀[k]输出到存储部403。这些第二导通时间ΔT₂[k]、输出电压值v₀[k]，在计算下次取样时的第一导通时间ΔT₁[k+1]或第二导通时间ΔT₂[k+1]时，用作上次导通时间ΔT₁[k]、ΔT₂[k]和上次输出电压值v₀[k]。

存储部403，使从第一导通时间计算部401或第二导通时间计算部402输入的导通时间ΔT₁[k]、ΔT₂[k]和输出电压值v₀[k]，覆盖已存储的导通时间(上次导通时间ΔT₁[k-1]、ΔT₂[k-1])和输出电压值(上次输出电压值v₀[k-1])并进行存储。此外，存储部403，将存储的导通时间ΔT₁[k]、ΔT₂[k]和输出电压值v₀[k]作为上次导通时间和上次输出电压值，输出到第一导通时间计算部401和第二导通时间计算部402。

目标电压值设定部404，在从计时部412输入计时信号时，将预先设定的输出电压的目标波形的对应目标电压值输出到第一导通时间计算部401和第二导通时间计算部402。

为了调整在由第二导通时间计算部402计算第二脉冲波形的导通时间ΔT₂后，直到由第一导通时间计算部401计算第一脉冲波形的导通时间ΔT₁的时间，切换调整部405调整切换部406的切换。切换调整部405，在从切换部406输入选择信号的情况下，在从计时部412输入计时信号时，将切换信号输出到切换部406。

切换部406是用于切换计算导通时间的方法的部件。切换部406将选择信号输出到从第一导通时间计算部401、第二导通时间计算部402、切换调整部405中被选择的部件。切换部406，当从第一导通时间计算部401、切换调整部405、比较部407、计时部412输入切换信号时，变更选择信号的输出对象。

切换部406，在第一导通时间计算部401被选择时，当从第一导通时间计算部401输入切换信号时，将选择对象变更为第二导通时间计算部402。此外，在第二导通时间计算部402被选择时，当从比较部407输入切换信号时，将选择对象变更为切换调整部405，当从计时部412输入切换信号时，将选择对象变更为第一导通时间计算部401。此外，在切换调整部405被选择时，当从切换调整部405输入切换信号时，将选择对象变更为第一导通时间计算部401。

图7是用于说明切换部406的功能的图。另外，在图7中，以ΔT_a表示第一导通时间，以ΔT_b表示第二导通时间。在图7中，表示了未计算出第二导通时间ΔT_b的情况(输出脉冲波形A)、计算出的第二导通时间ΔT_b比初始周期T的一半短的情况(输出脉冲波形B)、和计算出的第二导通时间ΔT_b比初始周期T的一半长的情况(输出脉冲波形C)下的输出脉冲波形。

输出脉冲波形A是在计算出第一导通时间ΔT_a后，未计算出第二导通时间ΔT_b的情况下的输出脉冲波形。对生成该输出脉冲波形A时的切换部406的选择切换进行说明。

最初，切换部406选择第一导通时间计算部401。于是，如果在t＝t₀时从计时部412输入计时信号，则第一导通时间计算部401计算第一导通时间ΔT_a。当第一导通时间计算部401计算出第一导通时间ΔT_a，将切换信号输出到切换部406时，输入了切换信号的切换部406将选择对象变更为第二导通时间计算部402。接着，如果在t＝t₁时从计时部412输入计时信号，则第二导通时间计算部402计算第二导通时间ΔT_b。但是，还未算出第二导通时间ΔT_b即到达断开定时，因此计时部412将切换信号输出到切换部406。输入了切换信号的切换部406将选择对象变更为第一导通时间计算部401。接着，如果在t＝t₂时从计时部412输入计时信号，则第一导通时间计算部401计算第一导通时间ΔT_a。

回到图6，比较部407对从第二导通时间计算部402输入的第二导通时间ΔT₂和在初始周期设定部409中设定的初始周期T进行比较。比较部407，在第二导通时间ΔT₂比(1/2)·T小时，将切换信号输出到切换部406，将第二导通时间ΔT₂输出到断开定时设定部411。另外，在第二导通时间ΔT₂为(1/2)·T以上时，再次由第二导通时间计算部402计算第二导通时间ΔT₂，因此不输出切换信号。

在图7中，输出脉冲波形B是在计算出第一导通时间ΔT_a后，计算出第二导通时间ΔT_b，该ΔT_b比(1/2)·T短的情况下的输出脉冲波形。直到在t＝t₁时第二导通时间计算部402计算第二导通时间ΔT_b的情况都与生成上述输出脉冲波形A时所说明的同样。因为计算出第二导通时间ΔT_b，所以将第二导通时间ΔT_b输入到比较部407。因为第二导通时间ΔT_b比(1/2)·T小，所以比较部407将切换信号输出到切换部406。输入了切换信号的切换部406将选择对象变更为切换调整部405。在t＝t₂时从计时部412输入计时信号的切换调整部405，将切换信号输出到切换部406。切换部406，当从切换调整部405输入切换信号时，将选择对象变更为第一导通时间计算部401。接着，如果在t＝t₃时从计时部412输入计时信号，则第一导通时间计算部401计算第一导通时间ΔT_a。

输出脉冲波形C是在计算出第一导通时间ΔT_a后，计算出第二导通时间ΔT_b，该ΔT_b为(1/2)·T以上，再次计算第二导通时间但未算出ΔT_b的情况下的输出脉冲波形。直到将在t＝t₁时计算出的第二导通时间ΔT_b输入到比较部407的内容都与生成上述输出脉冲波形B时所说明的同样。因为ΔT_b为(1/2)·T以上，所以比较器407不将切换信号输出到切换部406。如果在t＝t₂时从计时部412输入计时信号，则第二导通时间部402计算第二导通时间ΔT_b。但是，因为还未算出第二导通时间ΔT_b即到达断开定时，所以计时部412将切换信号输出到切换部406。输入了切换信号的切换部406将选择对象变更为第一导通时间计算部401。接着，如果在t＝t₃时从计时部412输入计时信号，则第一导通时间计算部401计算第一导通时间ΔT_a。

回到图6，计数器408对第二导通时间计算部402计算第二导通时间的次数进行计数。当从第一导通时间计算部401输入重置信号时，计数的数值被初始化为n＝0，每当从第二导通时间计算部402输入计数信号时使计数增加1。

初始周期设定部409设定作为PWM信号的基本周期的初始周期T。另外，预先由使用者根据经验决定初始周期T，在本实施方式中，设定为0.17ms。

导通定时设定部410设定下一个导通定时的时刻，断开定时设定部411设定下一个断开定时的时刻。

导通定时设定部410，根据从第一导通时间计算部401输入的第一导通时间ΔT₁和在初始周期设定部409中设定的初始周期T，计算时间(1/2)·(T-ΔT₁)。设定将该时间加在计算第一导通时间ΔT₁的时刻上而得到的下一个导通定时的时刻。例如，在图2(a)中，设定计算出的时刻t_a、t_c。将设定的导通定时的时刻输入到计时部412。

断开定时设定部411，在从第一导通时间计算部401输入第一导通时间ΔT₁时，根据输入的第一导通时间ΔT₁和在初始周期设定部409中设定的初始周期T计算时间(1/2)·(T+ΔT₁)。设定将该时间加在计算第一导通时间ΔT₁的时刻上而得到的下一个断开定时的时刻。将设定的断开定时的时刻输入到计时部412。

此外，断开定时设定部411，在到达设定的断开定时的时刻之前，在从第二导通时间计算部402输入第二导通时间ΔT₂时，根据输入的第二导通时间ΔT₂、在初始周期设定部409中设定的初始周期T和从计数器408输入的计数值n，计算时间(1/2)·n·T+ΔT₂。设定将该时间加在计算第二导通时间ΔT₂的时刻上而得到的下一个断开定时的时刻。例如，在图2(a)中，设定计算出的时刻t_b、t_d。将设定的断开定时的时刻输入到计时部412。另外，在到达设定的断开定时的时刻之前，在从新的第二导通时间计算部402输入第二导通时间ΔT₂的情况下，再次设定断开定时。

计时部412，对从导通定时设定部410输入的导通定时的时刻和从断开定时设定部411输入的断开定时的时刻进行计时。计时部412，每当计时到导通定时的时刻时，就将该计时信号输出到脉冲信号生成部413。计时部412，每当计时到断开定时的时刻时，就将该计时信号输出到脉冲信号生成部413，并将切换信号输出到切换部406。此外，计时部412，每当经过在初始周期设定部409中设定的初始周期T的一半时间(1/2)·T时，将计时信号输出到第一导通时间计算部401、第二导通时间计算部402、目标电压值设定部404和切换调整部405。

脉冲信号生成部413，当从计时部412输入导通定时的计时信号时，使电平切换到高电平，当从计时部412输入断开定时的计时信号时，使电平切换到低电平，从而生成脉冲信号。该脉冲信号作为PWM信号S11被输出到逆变电路3的开关元件TR1。此外，该脉冲信号被反转后输出到逆变电路3的开关元件TR2。

接着，使用图8的流程图说明逆变器控制电路4中的PWM信号的生成顺序。另外，在下面的说明中，以PWM信号S11为例进行说明。

图8所示的流程图表示实际的时间经过的过程中的逆变器控制部4的PWM信号的生成处理。

首先，计算将预先设定的初始周期T作为1个周期时的第一导通时间ΔT₁(S1)。生成并输出计算出的第一导通时间ΔT₁的导通期间位于中央的第一脉冲波形(S2)。

接着，判别从计算第一导通时间ΔT₁开始是否已经过了(1/2)·T的时间(S3)。如果没有经过(S3：NO(否))则回到步骤S3，如果已经过(S3：YES(是))则计算第二导通时间ΔT₂(S4)。即，在计算第一导通时间ΔT₁后，经过(1/2)·T后计算第二导通时间ΔT₂。

接着，判别是否计算出第二导通时间ΔT₂(S5)。在能够延长输出脉冲波形的情况下，计算出第二导通时间ΔT₂，在不能够延长输出脉冲波形的情况下，不计算出第二导通时间ΔT₂。在计算出第二导通时间ΔT₂的情况下(S5：YES)，生成并输出计算出的第二导通时间ΔT₂的导通期间位于前端侧的第二脉冲波形(步骤S6)。即，延长输出脉冲波形的导通期间。

接着，判别第二导通时间ΔT₂是否为(1/2)·T以上(S7)。在ΔT₂≥(1/2)·T的情况下(S7：YES)，因为从第二导通时间ΔT₂的计算经过(1/2)·T的定时，相比于输出脉冲波形的断开定时更早，所以为了判别输出脉冲波形是否能够再次延长，进入步骤S3。即，在计算第二导通时间ΔT₂后经过(1/2)·T后再次计算第二导通时间ΔT₂。只要计算出的第二导通时间ΔT₂为(1/2)·T以上，就能够反复进行上述过程，延长输出脉冲波形。

图2(a)的右侧的输出脉冲波形是最初计算出的第二导通时间ΔT₂为(1/2)·T以上，而再次计算第二导通时间ΔT₂的波形。

在步骤S7中，ΔT₂＜(1/2)·T的情况下(S7：NO)，因为在从第二导通时间ΔT₂的计算经过(1/2)·T之前，输出脉冲波形即断开，所以不再次计算第二导通时间ΔT₂，进入步骤S8。

在步骤S8，判别在计算第二导通时间ΔT₂后是否经过了T时间(S8)。如果还没有经过(S8：NO)则回到步骤S8，如果经过了(S8：YES)则回到步骤S1。即，在从计算最后的第二导通时间ΔT₂开始经过T后，计算用于生成下一个输出脉冲波形的第一导通时间ΔT₁。

图2(a)的左侧的输出脉冲波形是最初计算出的第二导通时间ΔT₂比(1/2)·T小的情况下的波形。此外，图2(a)的右侧的输出脉冲波形是第二次计算出的第二导通时间ΔT₂比(1/2)·T小的情况下的波形。

在步骤S5，在未计算出第二导通时间ΔT₂的情况下(S5：NO)，判别在计算第二导通时间ΔT₂后是否已经过(1/2)·T的时间(S9)。如果还没有经过(S9：NO)则回到步骤S9。如果经过了(S9：YES)则回到步骤S1。即，在从计算第二导通时间ΔT₂开始经过(1/2)·T后，计算用于生成下一个输出脉冲波形的第一导通时间ΔT₁。

如上所述，根据本发明的逆变装置1，将预先设定的初始周期T作为PWM信号的各周期的基本周期，根据通过计算而得出的导通时间，延长PWM信号的各周期的长度。如果将初始周期T设定得比较短，则可能直到成为导通定时的时间，第一导通时间ΔT₁的计算还未结束，或者直到断开定时仍不能够结束计算，无法延长周期。另一方面，如果将初始周期T设定得比较长，则存在不能够求得用于将输出电流保持在允许范围内的导通时间的可能性。

从而，初始周期T根据实验、模拟等被设定为适当的值，但也可以在逆变装置1中设置用于变更初始周期T的操作部件，使得用户能够将初始周期T调整为适当的值。

此外，根据本发明的逆变装置1，能够延长PWM信号的各周期的长度，但是因为控制周期与不延长的初始周期T的情形相同，所以理论上不会降低控制精度。此外，在进行周期的延长时，在输出脉冲波形的导通期间的持续过程中计算第二导通时间ΔT₂，因此不会产生实质上的计算延迟。

根据模拟，在初始周期T＝0.17ms、不进行周期延长的情况下，在输出电压的1个周期内进行120次开关，但是在本实施方式的逆变装置中在相同条件下为74次开关，开关次数减少。另外，即使在其它控制(反馈控制、2自由度控制)中，也能够得到同样的效果。

在上述第一实施方式中，第一脉冲波形生成为导通期间位于1个周期的中央的脉冲波形，但是并不限定于此。即，能够将导通期间位于1个周期内的任意位置的脉冲波形作为第一脉冲波形。

根据上述(1)式～(8)式的展开，逆变装置1能够表达为以导通时间ΔT作为输入的线性***，在该展开中，使第一脉冲波形为导通期间位于1个周期的中央的脉冲波形，因此(6)式的第二项的积分范围为((1/2)·(T-ΔT)，(1/2)·(T+ΔT))。

在本发明中，第一脉冲波形能够定义为导通期间配置在周期T内的任意位置的脉冲波形。即，第一脉冲波形能够定义为导通期间的中央位于h·T(0＜h＜1)的脉冲波形，用于求取该脉冲波形的(8)式，能够使(6)式的第二项的积分范围为((h·T-(1/2)·ΔT)，(h·T+(1/2)·ΔT)而进行求取。

从而，使(6)式的第二项的积分范围例如为((1/3)·T-(1/2)·ΔT)，((1/3)·T+(1/2)·ΔT)，求取与(8)式相当的式子，如果利用与(9)式～(16)式的展开同样的方法，求得根据该式子求取ΔT的式子，则该ΔT的计算式是使得第一脉冲波形为导通期间的中央位于1个周期内的(1/3)·T的脉冲波形时的式子。

另外，第一脉冲波形中，在使计算出的导通时间ΔT的导通期间的中央配置在周期T内的h·T(0＜h＜1)的位置时，不允许该导通期间超出周期T，因此，需要在0＜h＜1/2时，满足0＜h·T-(1/2)·ΔT，在1/2＜h＜1时，满足h·T+(1/2)·ΔT＜T。例如，在将导通期间的中央位于1个周期内的(1/3)·T的位置的脉冲波形作为第一脉冲波形时，需要满足0＜(1/3)·T-(1/2)·ΔT，即，ΔT＜(2/3)·T。

图9是用于说明在使第一脉冲波形为导通期间从1个周期的中央偏离的脉冲波形的情况(以下将该情况称为“第二实施方式”)的图。

如图9(a)所示，第一脉冲波形生成为第一导通时间ΔT₁的导通期间的中央位于(1/3)·T的脉冲波形。该第一脉冲波形，在从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(1个周期T的开始时刻)经过时间{(1/3)·T-(1/2)·ΔT₁}后导通，经过时间{(1/3)·T+(1/2)·ΔT₁}后断开。在这种情况下，也在经过时间(1/2)·T后计算以T作为1个周期时的第二导通时间ΔT₂。

图9(b)是具有第二导通时间ΔT₂的导通期间的第二脉冲波形。该第二脉冲波形，在计算第二导通时间ΔT₂的时刻(1个周期T内的(1/2)·T的时刻)导通，经过时间ΔT₂后断开。而且，从逆变器控制部4输出使上述2个脉冲波形合成后的输出脉冲波形(参照图9(c))。该输出脉冲波形是，从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(1个周期T的开始时刻)经过时间{(1/3)·T-(1/2)·ΔT₁}后导通、经过时间{(1/2)·T+ΔT₂}后断开、导通时间为{(1/6)·T+(1/2)·ΔT₁+ΔT₂}的脉冲波形。

此外，根据图9(c)能够明确，该输出脉冲波形的周期为(3/2)·T。另外，在第二导通时间ΔT₂比(1/2)·T长时，即，在第一脉冲波形的周期T的结束时刻第二脉冲波形为高电平时，与第一实施方式同样地再次计算第二导通时间ΔT₂，进一步延长输出脉冲波形的周期。

如上所述，本发明，通过求取配置在预先设定的周期T的预先设定的位置的导通时间ΔT，一个脉冲一个脉冲地生成PWM信号的脉冲波形。而且，在该1个脉冲的量的脉冲波形的生成处理中，在各周期中每经过T/2即再次计算导通时间ΔT，根据该再次计算结果以T/2单位使各周期延长。

从而，在第二实施方式中，也能够与第一实施方式同样地延长输出脉冲波形的周期。此外，用于延长周期的第一导通时间ΔT₁和第二导通时间ΔT₂的计算周期是一定的。

但是，由于第一脉冲波形的导通期间不位于1个周期的中央，第一导通时间ΔT₁的计算式中的误差增加，因此第二实施方式，与第一实施方式相比较，计算出的第一导通时间的精度变差。此外，在本发明中，必须预先决定使第一脉冲波形的导通期间的位置为周期的哪个位置(即，必须预先决定h的值)，但是如果将该位置设定在前端侧附近(即，当h在0附近时)，则会产生下述情况而成为问题：计算出第一导通时间ΔT₁时已经过第一脉冲波形的导通期间的开始时刻；出现该导通期间超出1个周期的结果。

在本发明中，将第一脉冲波形的导通期间配置在周期T内的哪个位置，与是否能够延长PWM信号中的脉冲周期T没有直接关系。从而，为了尽可能避免上述问题，优选第一脉冲波形生成为导通期间位于1个周期的中央的脉冲波形。

此外，在第一实施方式和第二实施方式中，使第二导通时间ΔT₂的计算定时位于从第一导通时间ΔT₁的计算经过时间(1/2)·T后，但是并不限于该定时。也可以在从第一导通时间ΔT₁的计算开始的预先决定的规定的定时进行第二导通时间ΔT₂的计算。

图10是用于说明在从第一导通时间ΔT₁的计算开始的预先决定的规定的定时进行第二导通时间ΔT₂的计算的情况(以下称为“第三实施方式”)的图。

图10(a)是作为导通周期位于1个周期的中央的脉冲波形的、具有第一导通时间ΔT₁的导通期间的第一脉冲波形。该第一脉冲波形，从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(第一脉冲波形的周期T的开始时刻)经过时间(1/2)·(T-ΔT₁)后导通，经过时间(1/2)·(T+ΔT₁)后断开。

在该例中，从第一脉冲波形的周期T的开始时刻经过时间(1/3)·T后，计算以T作为1个周期时的第二导通时间ΔT₂。图10(b)是具有第二导通时间ΔT₂的导通期间的第二脉冲波形。该第二脉冲波形，在计算第二导通时间ΔT₂的时刻导通，经过时间ΔT₂后断开。而且，从逆变器控制部4输出使上述2个脉冲波形合成而得的输出脉冲波形(参照图10(c))。该输出脉冲波形是，从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(第一脉冲波形的周期T的开始时刻)经过时间(1/2)·(T-ΔT₁)后导通、经过时间{(1/3)·T+ΔT₂}后断开、导通时间为{-(1/6)·T+(1/2)·ΔT₁+ΔT₂}的脉冲波形。

此外，根据图10(c)能够明确，该输出脉冲波形的周期是(4/3)·T(＝(1/3)·T+T)。另外，在第二导通时间ΔT₂比(2/3)·T长时，即，在第一脉冲波形的周期T的结束时刻第二脉冲波形为高电平时，与第一实施方式同样地再次计算第二导通时间ΔT₂，进一步延长输出脉冲波形的周期。

如果使进行第二导通时间ΔT₂的计算的定时为比从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(第一脉冲波形的周期T的开始时刻)经过时间(1/2)·T后更为远离的时刻，则可能出现在第二脉冲波形的导通期间的开始时刻第一脉冲波形的导通期间已结束的情况，而成为问题。为了避免该问题，进行第二导通时间ΔT₂的计算的定时应该是接近于从计算第一导通时间ΔT₁的时刻经过时间(1/2)·T后的时刻。

在第三实施方式中，也能够延长输出脉冲波形的周期。但是，用于延长周期的第一导通时间ΔT₁和第二导通时间ΔT₂的计算周期不一定，因此与第一实施方式相比较，控制精度变差。从而，优选计算第二导通时间ΔT₂的定时是从计算第一导通时间开始经过时间(1/2)·T后的定时。

此外，也可以是，第一脉冲波形生成为导通期间的位置从中央偏离的脉冲波形，在第一脉冲波形的导通期间的中央位置的定时进行第二导通时间ΔT₂的计算。

图11是用于说明该结构(以下称为“第四实施方式”)的图。

图11(a)是第一导通时间ΔT₁的导通期间的位置从中央偏离而生成的第一脉冲波形，是导通期间的中央位于(1/3)·T的脉冲波形的例子。该第一脉冲波形，从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(1个周期T的开始时刻)经过{(1/3)·T-(1/2)·ΔT₁}后导通，经过时间{(1/3)·T+(1/2)·ΔT₁}后断开。

在该例子中，从第一脉冲波形的周期T的开始时刻经过时间(1/3)·T后计算以T作为1个周期时的第二导通时间ΔT₂。图11(b)是具有第二导通时间ΔT₂的导通期间的第二脉冲波形。该第二脉冲波形，在计算第二导通时间ΔT₂的时刻导通，经过时间ΔT₂后断开。而且，从逆变器控制部4输出使上述2个脉冲波形合成而得的输出脉冲波形(参照图11(c))。该输出脉冲波形是，从计算第一导通时间ΔT₁的时刻(第一脉冲波形的周期T的开始时刻)经过时间{(1/3)·T(1/2)·ΔT₁}后导通、经过时间{(1/3)·T+ΔT₂}后断开、导通时间为{(1/2)·ΔT₁+ΔT₂}的脉冲波形。

此外，根据图11(c)能够明确，该输出脉冲波形的周期为(4/3)·T(＝(1/3)·T+T)。另外，在第二导通时间ΔT₂比(2/3)·T长时，即，在第一脉冲波形的周期T的结束时刻第二脉冲波形为高电平时，与第一实施方式同样地再次计算第二导通时间ΔT₂，进一步延长输出脉冲波形的周期。

另外，在第二实施方式的说明中提及的，避免使第一脉冲波形的导通期间的位置在1个周期的前端附近这一点，在第四实施方式中也是同样的。此外，在第四实施方式中，也能够延长输出脉冲波形的周期，但是因为第一导通时间ΔT₁和第二导通时间ΔT₂的计算周期不一定这一点与第三实施方式同样，所以与第一实施方式相比较，控制精度变差。从而，考虑到这些情况，在第四实施方式中，也优选第一脉冲波形生成为导通期间位于1个周期的中央的脉冲波形。

另外，在第四实施方式中，也可以不在第一脉冲波形的导通期间的中央位置的定时，而在从第一脉冲波形的周期的开始点开始的任意的定时，进行第二导通时间ΔT₂的计算。

在上述实施方式中，为了方便说明，说明了单相的***连接逆变装置，但是也能够将本发明应用于图12所示的三相逆变装置1′，这是不言而喻的。

另外，在图12中，对实现与图1的逆变装置1相同的功能的电路标注相同的标号。在逆变电路3中，除了第一、第二臂外还设置有由开关元件TR5和开关元件TR6的串联连接构成的第三臂。从第一臂、第二臂和第三臂的各连接点a、b、c输出U相、V相、W相的输出电压的输出线。在3根输出线上分别串联连接有电感L_F，并且，在各输出线间连接有电容C_F。利用各输出线间的电感L_F和电容C_F的反L字型连接，构成U相、V相、W相各相的输出线的低通滤波器。从而，滤波器电路5具有与U相、V相、W相各相相对应的3个低通滤波器。

同样，输出电流检测器7和***电压检测器8也分别具有3个检测器，利用各检测器检测U相、V相、W相的输出电流，将它们的检测值输入逆变器控制部4。

此外，逆变器控制部4，具有与第一臂、第二臂和第三臂对应的3个PWM信号生成部41、42、43。即，逆变器控制部4具有生成用于控制U相、V相、W相的各输出电流的PWM信号的3个PWM信号生成部41、42、43。从PWM信号生成部41、42、43输出的3个PWM信号，除去相互各相差120度相位这一点外都是相同的。由此，PWM信号生成部41、42、43的具体功能块与图6所示的相同，因此，省略对逆变器控制部4的详细说明。

在三相逆变装置1′中，与上述实施方式的逆变装置1同样，逆变器控制部4生成延长了各脉冲的周期的PWM信号。从而，能够减少逆变装置1′的开关元件TR1～TR6的开关次数，减少开关损耗，能够改善电压的变换效率。

三相逆变装置1′的PWM信号生成部，一般地，如应用图13的反馈控制的PWM信号生成部的框图所示，具有dq变换器11、FB控制器12和逆dq变换器13，具有将三相变换成二相，在dq轴上生成控制信号的功能。在该图所示的PWM信号生成部中，将反馈的U相、V相、W相的输出电压的检测值v_U、v_V、v_W，利用dq变换器11根据下述(17)式变换为二相的电压值v_d、v_q，使用这些电压值v_d、v_q与控制目标值v_d0、v_q0的偏差量，利用FB控制器12生成控制信号e_d、e_q。这些控制信号e_d、e_q由逆dq变换器13变换为三相控制信号e_u、e_v、e_w，利用PWM电路14根据这些控制信号e_u、e_v、e_w生成用于控制U相、V相、W相的各输出电流的PWM信号。

[数学式11]

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\ωt}& \sin \mathrm{\ωt}\\ -\sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_u\\ V_v\\ V_w\end{array}\right]...\left(17\right)$

在本发明的三相逆变装置1′中也能够在dq轴上进行用于生成PWM信号的计算处理，因此，与图13对应的框图如图14所示。另外，在该图中，导通时间计算电路15和脉冲波形生成电路16与图6所示的逆变器控制部4的功能框图整体对应，利用逆dq变换器13将计算出的二相导通时间ΔT_d、ΔT_q变换成三相导通时间ΔT_u、ΔT_v、ΔT_w。

在本发明的三相逆变装置1′中也能够将输出电流的控制目标值作为dq轴上的控制目标值进行输入，因此，与现有的三相逆变装置同样也能够将dq变换的方法应用于本发明的三相逆变装置。另外，通过使用dq变换将控制信号的基波成分变换成DC成分，能够抑制在使输出电压离散化时生成的模型化误差，因此，对于开关周期长的***也能够实现小的误差。

另外，在上述的实施方式中，说明了将***作为负载的***连接逆变装置，但是本发明也能够应用于用于将交流电力供向***以外的负载的逆变装置，例如电动机驱动用的逆变装置。但是，本发明在相比于输出的高精度化、高速响应性，更优先要求高效率化的情况下，能够更为有效地起作用。

此外，本发明的PWM信号生成装置，并不限于应用于逆变装置，也能够应用于在使输入的PWM信号的周期在设定的条件下尽可能变长方面具有效果的***。

另外，在上述实施方式中，说明了将本发明的PWM信号生成装置用于***连接逆变装置的情形，但是也可以从能够计算机读取地记录有使现有的PWM信号生成装置以上述方法生成PWM信号的程序的ROM等记录媒体，将该程序读入计算机中，通过执行该程序而实现本发明的PWM信号生成装置。

Claims (15)

1.一种PWM信号生成装置，其特征在于，包括：

生成在周期内预先设定的位置配置高电平期间的第一脉冲波形的第一脉冲波形生成单元；

生成在周期内预先设定的位置配置高电平期间的、与所述第一脉冲波形不同的类型的第二脉冲波形的第二脉冲波形生成单元；和

PWM信号生成单元，其将由所述第一脉冲波形生成单元生成的所述第一脉冲波形和由所述第二脉冲波形生成单元生成的所述第二脉冲波形连接，生成具有比所述第一脉冲波形的周期长的周期的合成脉冲波形，基于该合成脉冲波形，生成PWM信号，

所述第一脉冲波形生成单元，在作为所述第一脉冲波形的周期的第一脉冲周期的开始时，计算作为所述高电平期间的时间的第一导通时间，根据该计算值和配置在所述第一脉冲周期内的所述高电平期间的位置，生成所述第一脉冲波形，

所述第二脉冲波形生成单元，在从所述第一脉冲波形的生成开始时经过了预先设定的延迟时间时，计算作为所述高电平期间的时间的第二导通时间，根据该计算值和配置在所述第二脉冲周期内的所述高电平期间的位置，生成所述第二脉冲波形，

所述PWM信号生成单元，在从所述第一脉冲周期的开始时到经过所述延迟时间为止，将由所述第一脉冲波形生成单元生成的所述第一脉冲波形与由所述第二脉冲波形生成单元生成的所述第二脉冲波形连接，生成所述合成脉冲，

其中，所述第一脉冲波形生成单元，在所述合成脉冲波形结束时开始下一个第一脉冲波形的生成。

2.根据权利要求1所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一脉冲波形是在第一脉冲周期内的中间部分为高电平、在两端部分为低电平的波形，

所述第二脉冲波形是在第二脉冲周期内的前侧部分为高电平、在后侧部分为低电平的波形，

所述合成脉冲波形是在所述第一脉冲波形的高电平期间连接有所述第二脉冲波形的与该第一脉冲波形相同类型的波形。

3.根据权利要求2所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一脉冲周期和所述第二脉冲周期相同。

4.根据权利要求2所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一脉冲波形的高电平期间配置在所述第一脉冲周期的中央。

5.根据权利要求4所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述延迟时间是满足在由所述第一脉冲波形生成单元生成的所述第一脉冲波形为高电平的期间开始所述第二脉冲波形的生成的条件的时间。

6.根据权利要求5所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述延迟时间是所述第一脉冲周期的1/2的时间。

7.根据权利要求2所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一脉冲波形生成单元包括：

在所述第一脉冲周期开始时，计算第一导通时间的第一导通时间计算单元；和

根据所述第一导通时间和所述第一脉冲周期中的所述高电平期间的位置，决定在所述第一脉冲周期中所述第一脉冲波形的电平从低电平反转为高电平的第一反转定时的第一反转定时决定单元，

所述第二脉冲波形生成单元包括：

在从所述第一脉冲波形的生成开始时经过所述延迟时间时，计算所述第二导通时间的第二导通时间计算单元；和

根据所述第二导通时间，决定在计算出该第二导通时间的第二脉冲周期中所述第二脉冲波形的电平从高电平反转为低电平的第二反转定时的第二反转定时决定单元，

所述PWM信号生成单元包括：

检测以所述第一脉冲周期的开始时刻作为基准的所述第一、第二反转定时的反转定时检测单元；和

PWM信号输出单元，其在所述第一脉冲周期的开始时刻使输出电平为低电平，此后当检测出所述第一反转定时时使所述输出电平反转为高电平，此后当检测出所述第二反转定时时使所述输出电平反转为低电平，生成合成脉冲波形，作为所述PWM信号的各脉冲进行输出。

8.根据权利要求7所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一反转定时决定单元，在每次计算所述第一导通时间时，将从所述第一导通时间的计算开始时刻，经过了从直到所述第一脉冲周期中的所述高电平的中心位置的时间减去该计算出的第一导通时间的1/2的时间而得到的剩余时间的时刻，决定为所述第一反转定时，

所述第二反转定时决定单元，在每次计算所述第二导通时间时，将从该第二导通时间的计算开始时刻经过了计算出的第二导通时间的时刻决定为所述第二反转定时。

9.根据权利要求2所述的PWM信号生成装置，其特征在于，还包括：

每当所述第一脉冲周期结束时，判别所述第二脉冲波形的电平是否为高电平的判别单元；和

仅在所述第一脉冲周期结束时所述第二脉冲波形的电平是高电平的情况下，在该第一脉冲周期结束时使所述第二脉冲波形生成单元再次生成第二脉冲波形的脉冲波形再生成单元，

所述PWM信号生成单元，根据在所述第一脉冲波形上合成有所述生成的第二脉冲波形和该再次生成的第二脉冲波形而得到的合成脉冲波形，生成PWM信号。

10.根据权利要求9所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

还包括在由所述脉冲波形再生成单元再次进行所述第二脉冲波形的生成的情况下，判别在先前生成的第二脉冲波形的周期结束时再次生成的第二脉冲波形的电平是否为高电平的第二判别单元，

所述脉冲波形再生成单元反复进行在所述先前生成的第二脉冲波形的周期结束时使所述第二脉冲波形生成单元再次生成第二脉冲波形的动作，直到在所述先前生成的第二脉冲波形的周期结束时所述再次生成的第二脉冲波形的电平为低电平为止，

所述PWM信号生成单元，根据在所述第一脉冲波形上合成有所述生成的第二脉冲波形和该再次生成的1个或2个以上的第二脉冲波形而得到的合成脉冲波形，生成PWM信号。

11.根据权利要求10所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一脉冲波形生成单元包括：

在所述第一脉冲周期开始时，计算所述第一导通时间的第一导通时间计算单元；和

根据所述第一导通时间和所述第一脉冲周期中的所述高电平期间的位置，决定所述第一脉冲周期中所述第一脉冲波形的电平从低电平反转为高电平的第一反转定时的第一反转定时决定单元，

所述第二脉冲波形生成单元包括：

在从所述第一脉冲波形的生成开始时经过所述延迟时间时，以及在由所述脉冲波形再生成单元再次进行所述第二脉冲波形的生成的情况下的所述第一脉冲周期结束时和先前生成的第二脉冲波形的周期结束时，计算所述第二导通时间的第二导通时间计算单元；和

根据由所述第二导通时间计算单元最后计算出的第二导通时间，决定在计算出该第二导通时间的第二脉冲周期中所述第二脉冲波形的电平从高电平反转为低电平的第二反转定时的第二反转定时决定单元，

所述PWM信号生成单元包括：

检测以所述第一脉冲周期的开始时刻作为基准的所述第一、第二反转定时的反转定时检测单元；和

PWM信号输出单元，其在所述第一脉冲周期的开始时刻使输出电平为低电平，此后当检测出所述第一反转定时时使所述输出电平反转为高电平，根据生成的1个或2个以上的所述第二脉冲波形使所述输出电平保持在高电平，此后当检测出所述第二反转定时时使所述输出电平反转为低电平，生成合成所述第一脉冲波形和1个或2个以上的所述第二脉冲波形而得到的脉冲信号，并将该脉冲信号作为所述PWM信号的各脉冲进行输出。

12.根据权利要求11所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一反转定时决定单元，在每次计算所述第一导通时间时，将从所述第一导通时间的计算开始时刻，经过了从直到所述第一脉冲周期中的所述高电平的中心位置的时间减去该计算出的第一导通时间的1/2的时间而得到的剩余时间的时刻，决定为所述第一反转定时，

所述第二反转定时决定单元，将从最后的第二导通时间的计算开始时刻经过该最后计算出的第二导通时间的时刻决定为所述第二反转定时。

13.根据权利要求7所述的PWM信号生成装置，其特征在于：

所述第一导通时间计算单元，

使用求取第一状态方程式的解的第一计算式，计算所述第一导通时间，该第一状态方程式从输入到控制对象的状态变量为所述第一脉冲波形的状态方程式导出，并以所述第一脉冲波形的第一导通时间作为输入变量，

所述第二导通时间计算单元，

使用求取第二状态方程式的解的第二计算公式，计算所述第二导通时间，该第二状态方程式从输入到所述控制对象的所述状态变量为所述第二脉冲波形的状态方程式导出，并将所述第二脉冲波形的第二导通时间作为输入变量。

14.一种逆变装置，其包括：

输出直流电压的直流电源；

用于将从所述直流电源输出的直流电压逆变换为交流电压的、使多个开关元件桥式连接的桥式电路；

通过控制所述多个开关元件的导通、断开动作，控制所述桥式电路的逆变换动作的控制电路；

除去在从所述桥式电路输出的交流电压中包含的开关噪声的滤波器电路；和

改变从所述滤波器电路输出的交流电压，并向负载输出的变压器，

该逆变装置的特征在于：

所述控制电路，具有如权利要求7所述的PWM信号生成装置，根据所述PWM信号生成装置所生成的PWM信号，控制所述多个开关元件的导通、断开动作。

15.根据权利要求14所述的逆变装置，其特征在于：

所述直流电源由太阳能电池构成，并且，所述桥式电路由三相桥式电路构成，从所述变压器输出的交流电压是连接到商用电力***并加以输出的三相交流电压。

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