CN101795070B

CN101795070B - 一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***

Info

Publication number: CN101795070B
Application number: CN2010101438903A
Authority: CN
Inventors: 曾强
Original assignee: DAILY SILVER IMP MICROELECTRONICS Co Ltd
Current assignee: China Core Integrated Circuit Ningbo Co Ltd
Priority date: 2010-04-02
Filing date: 2010-04-02
Publication date: 2012-09-05
Anticipated expiration: 2030-04-02
Also published as: CN101795070A

Abstract

本发明公开了一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，通过设置占空比检测电路、电压电流转换电路和斜坡产生电路，利用占空比检测电路将峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比转换为一个与占空比成线性关系的电压信号，电压电流转换电路把电压信号线性转换成第一电流信号，第一电流信号与基准电流源叠加后形成的第二电流信号经斜坡产生电路后得到斜坡补偿电压，实现了根据峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比的大小线性的调节斜坡补偿电压的斜率的功能，很好地解决了峰值电流控制模式芯片中在低占空比时易发生过补偿，在高占空比时易发生欠补偿的问题，使得芯片在所有占空比工作范围内都具有良好的带载能力和负载调整能力。

Description

一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***

技术领域

本发明涉及一种峰值电流控制模式芯片中的斜坡补偿技术，尤其是涉及一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***。

背景技术

峰值电流控制模式(PCM，Peak Current Model)是开关电源领域应用最广泛的控制方式之一，其主要优点体现在：(1)由于输出负载电流正比于电感电流，PCM实现了逐个开关周期内控制输出电流，从而具有更优越的负载调整特性和抗输入电源扰动能力；(2)具有瞬时峰值电流限流功能，不会因过流而使开关管损坏，大大减少了过载与短路的保护；(3)整个反馈电路变成了一个一阶电路，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高且可改善频响环路的稳定性，易补偿；(4)输出电压纹波较小。但是，由于PCM中输出负载电流与电感电流平均值成正比，而不是与电感电流峰值成正比，而电感电流平均值与电感电流峰值之间存在差值，当开关电源***的开关信号占空比大于50％时存在难以校正的电感电流峰值与电感电流平均值的误差，开关电源***开环不稳定。为了弥补这一缺点，通常的做法是在电流采样信号上叠加一个正斜率的斜坡信号或者在误差放大器的输出端叠加一个负斜率的斜坡信号加以补偿电感电流峰值和电感电流平均值之间的误差，使开关电源***的开关信号占空比大于50％的情况下保持开关电源***环路稳定。然而传统的斜坡补偿电压的斜率为一固定值，容易产生过补偿和欠补偿，如果斜坡补偿电压斜率太大，则在大的占空比时易发生过补偿，从而将降低开关电源***的带载能力；如果斜坡补偿电压斜率太小，则在较小的占空比时易发生欠补偿，从而将降低开关电源***稳定性和负载调节能力。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种简单实用，能够根据峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比的大小线性的调节斜坡补偿电压的斜率，且不会产生过补偿或欠补偿问题的***。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，包括占空比检测电路、电压电流转换电路、斜坡产生电路和基准电流源，所述的占空比检测电路将输入的开关信号转换为与所述的开关信号成线性关系的电压信号，并将所述的电压信号传输给所述的电压电流转换电路，所述的电压电流转换电路将所述的电压信号线性的转换成第一电流信号并输出，所述的第一电流信号与所述的基准电流源相叠加形成输入给所述的斜坡产生电路的第二电流信号，所述的斜坡产生电路输出斜坡补偿电压，所述的斜坡补偿电压与所述的开关信号的占空比成线性关系。

所述的占空比检测电路主要由反相器、第一NMOS晶体管、第二NMOS晶体管、第一电阻和第一电容组成，所述的反相器的输入端和所述的第一NMOS晶体管的栅极分别接入所述的开关信号，所述的反相器的输出端与所述的第二NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第一NMOS晶体管的漏极接入基准电压，所述的第一NMOS晶体管的源极与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的第二NMOS晶体管的漏极与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的第二NMOS晶体管的源极接地，所述的第一电容连接于所述的第一电阻的第二端与所述的第二NMOS晶体管的源极之间，所述的第一电阻与所述的第一电容的公共连接端输出与所述的开关信号成线性关系的电压信号。

所述的电压电流转换电路主要由低压差线性稳压器、第二电阻和第一电流镜组成，所述的低压差线性稳压器包括运算放大器和第三NMOS晶体管，所述的第一电流镜包括第四PMOS晶体管和第五PMOS晶体管，所述的运算放大器的正输入端接入所述的电压信号，所述的运算放大器的输出端与所述的第三NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第三NMOS晶体管的源极与所述的运算放大器的负输入端相连接，所述的第三NMOS晶体管的源极与所述的运算放大器的负输入端的公共连接端与所述的第二电阻的第一端相连接，所述的第二电阻的第二端接地，所述的第三NMOS晶体管的漏极分别与所述的第四PMOS晶体管的源极、所述的第四PMOS晶体管的栅极及所述的第五PMOS晶体管的栅极相连接，所述的第四PMOS晶体管的漏极和所述的第五PMOS晶体管的漏极分别接电源，所述的第五PMOS晶体管的源极输出所述的第一电流信号。

所述的斜坡产生电路主要由第二电流镜、第三电流镜、第十PMOS晶体管、第十一NMOS晶体管及第二电容组成，所述的第二电流镜包括第六NMOS晶体管和第七NMOS晶体管，所述的第三电流镜包括第八PMOS晶体管和第九PMOS晶体管，所述的第六NMOS晶体管的漏极接入所述的第一电流信号，所述的第六NMOS晶体管的漏极分别与所述的基准电流源的负极端、所述的第六NMOS晶体管的栅极及所述的第七NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第六NMOS晶体管的源极和所述的第七NMOS晶体管的源极分别接地，所述的第七NMOS晶体管的漏极分别与所述的第八PMOS晶体管的源极、所述的第八PMOS晶体管的栅极及所述的第九PMOS晶体管的栅极相连接，所述的基准电流源的正极端、所述的第八PMOS晶体管的漏极和所述的第九PMOS晶体管的漏极分别接电源，所述的第九PMOS晶体管的源极与所述的第十PMOS晶体管的漏极相连接，所述的第十PMOS晶体管的栅极和所述的第十一NMOS晶体管的栅极分别接入用于控制所述的第二电容的充电时间的时钟信号，所述的第十PMOS晶体管的源极与所述的第十一NMOS晶体管的漏极相连接，所述的第十一NMOS晶体管的源极接地，所述的第二电容连接于所述的第十PMOS晶体管的源极与所述的第十一NMOS晶体管的漏极的公共连接端与所述的第十一NMOS晶体管的源极之间，所述的第十PMOS晶体管的源极、所述的第十一NMOS晶体管的漏极及所述的第二电容的公共连接端输出所述的斜坡补偿电压。

与现有技术相比，本发明的优点在于通过设置占空比检测电路、电压电流转换电路和斜坡产生电路，利用占空比检测电路将峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比转换为一个与开关信号的占空比成线性关系的电压信号，电压电流转换电路则把该电压信号线性的转换成第一电流信号，第一电流信号与基准电流源叠加后形成的第二电流信号经斜坡产生电路后得到斜坡补偿电压，实现了能够根据峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比的大小线性的调节斜坡补偿电压的斜率的功能，很好地解决了峰值电流控制模式芯片中在低占空比时易发生过补偿，在高占空比时易发生欠补偿的问题，使得峰值电流控制模式芯片在所有占空比工作范围内都具有良好的带载能力和负载调整能力。

附图说明

图1为本发明***的逻辑框图；

图2为本发明的占空比检测电路原理图；

图3为本发明的电压电流转换电路原理图；

图4为本发明的斜坡产生电路及基准电流源的连接电路原理图；

图5为本发明***的整体电路原理图；

图6为本发明中占空比检测电路的等效电路原理图。

具体实施方式

以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。

如图所示，一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，包括占空比检测电路1、电压电流转换电路2、斜坡产生电路3和基准电流源IB，占空比检测电路1将输入的开关信号V1转换为与开关信号V1成线性关系的电压信号Vc，并将电压信号Vc传输给电压电流转换电路2，电压电流转换电路2将电压信号Vc线性的转换成第一电流信号Ic并输出，第一电流信号Ic与基准电流源IB相叠加形成输入给斜坡产生电路3的第二电流信号Ic2，斜坡产生电路3经第二电流信号Ic2对其充电后得到斜坡补偿电压Vramp，斜坡补偿电压Vramp与开关信号V1的占空比成线性关系。

在此具体实施例中，占空比检测电路1主要由反相器U1、第一NMOS晶体管M1、第二NMOS晶体管M2、第一电阻R1和第一电容C1组成，反相器U1的输入端和第一NMOS晶体管M1的栅极分别接入开关信号V1，在此开关信号V1为一个周期为T、占空比为D的方波信号，反相器U1的输出端与第二NMOS晶体管M2的栅极相连接，第一NMOS晶体管M1的漏极接入基准电压V2，在此基准电压V2为常数，不同的峰值电流控制模式芯片中，V2的大小可调节该芯片所需的斜坡补偿电压。第一NMOS晶体管M1的源极与第一电阻R1的第一端相连接，第二NMOS晶体管M2的漏极与第一电阻R1的第一端相连接，第二NMOS晶体管M2的源极接地，第一电容C1连接于第一电阻R1的第二端与第二NMOS晶体管M2的源极之间，第一电阻R1与第一电容C1的公共连接端输出与开关信号V1成线性关系的电压信号Vc。

当开关信号V1在第n个周期内，且nT≤t≤n(T+T×D)时，即当开关信号V1为高电平时，第一NMOS晶体管M1导通，而第二NMOS晶体管M2关闭，此时第一NMOS晶体管M1的源极和第二NMOS晶体管M2的漏极的公共连接端的电位V3等于基准电压V2。当开关信号V1在第n个周期内，且n(T+T×D)≤t≤(n+1)T时，即当开关信号V1为低电平时，第一NMOS晶体管M1关闭，而第二NMOS晶体管M2导通，此时第一NMOS晶体管M1的源极和第二NMOS晶体管M2的漏极的公共连接端的电位V3等于0V，可得知第一NMOS晶体管M1的源极和第二NMOS晶体管M2的漏极的公共连接端的电位V3与开关信号V1完全同步且电位V3的最高电平恒定为基准电压V2，即电位V3是一个与开关信号V1在时域上同步且高电平为常数即V2的方波信号，此时占空比检测电路1可以等效为一个方波信号V3与第一电阻R1和第一电容C1可构成一个RC回路，如图6所示，当第一电阻R1的阻值和第一电容C1的电容值足够大时，第一电容C1与第一电阻R1相连接的一端的电压可以近似为直流电压Vc，将该直流电压Vc作为输入给电压电流转换电路2的电压信号Vc，该电压信号Vc与开关信号V1的占空比D成线性关系，即存在Vc＝V2×D，而与开关信号V1的幅度和频率均无关系。具体分析如下：令U_C1(t)为第一电容C1上的瞬时电压，在一个周期内，当nT≤t≤n(T+T×D)时，RC回路为零状态响应，存在U_C1(t)＝V_C×(1-e^-t/RC)，而当n(T+T×D)≤t≤(n+1)T时，RC回路为零输入响应，存在U_C1(t)＝V_C×e^-t/RC，其中，R和C为RC回路的时间常数，在此，时间参数RC的大小应根据芯片所需的Vc电压的精度和电阻R、电容C在芯片中所占面积综合考虑，由上述两式可知R和C越大，则U_C1(t)变化的越缓慢，U_C1(t)的稳态响应可以近似的看成一个三角波，当R和C大到使U_C1(t)的摆幅非常小时，为了方便计算，可以将其近似为一个直流电压(即电压信号)Vc，即在一个周期T内第一电容C1上的电压为常数即为电压信号Vc，因此一个周期T内第一电容C1的充电电荷第一电容C1的放电电荷

根据电荷守恒定理，得到Q_charge＝Q_discharge，即

从而可得到Vc＝V2×D，由Vc＝V2×D可知电压信号Vc与电位V3的占空比成线性关系，斜率为V2，而电位V3与开关信号V1在时域上完全同步，因此可知电压信号Vc与开关信号V1的占空比D成线性关系，且斜率为V2，上述C₁为第一电容C1的电容值，R₁为第一电阻R1的电阻值。

在此具体实施例中，电压电流转换电路2主要由低压差线性稳压器(LDO，lowdropout regulator)7、第二电阻R2和第一电流镜4组成，低压差线性稳压器7包括运算放大器U2和第三NMOS晶体管M3，第一电流镜4包括第四PMOS晶体管M4和第五PMOS晶体管M5，运算放大器U2的正输入端接入电压信号Vc，运算放大器U2的输出端与第三NMOS晶体管M3的栅极相连接，第三NMOS晶体管M3的源极与运算放大器U2的负输入端相连接，第三NMOS晶体管M3的源极与运算放大器U2的负输入端的公共连接端与第二电阻R2的第一端相连接，第二电阻R2的第二端接地，第三NMOS晶体管M3的漏极分别与第四PMOS晶体管M4的源极、第四PMOS晶体管M4的栅极及第五PMOS晶体管M5的栅极相连接，第四PMOS晶体管M4的漏极和第五PMOS晶体管M5的漏极分别接电源，第五PMOS晶体管M5的源极输出第一电流信号Ic。电压电流转换电路2利用运算放大器U2的深度负反馈得到一个与运算放大器U2的正输入端接入的电压信号Vc相同的电压Vc1，由运算放大器U2和第三NMOS晶体管M3构成的低压差线性稳压器7的作用就是迫使Vc1＝Vc，该电压Vc1加在第二电阻R2上得到一个与电压信号Vc相关的直流电流I_{M3_D}，即流过第三NMOS晶体管M3的漏极的直流电流

R₂为第二电阻R2的电阻值，直流电流I_{M3_D}通过由第四PMOS晶体管M4和第五PMOS晶体管M5组成的第一电流镜4得到一个与电压Vc1成线性关系的直流补偿电流Ic，第一电流镜4迫使I_C＝I_{M3_D}，即有

将该直流补偿电流Ic作为输入给斜坡产生电路3的第一电流信号Ic，由于Vc＝Vc1，因此第一电流信号Ic与电压信号Vc也存在线性关系，第一电流信号Ic也与开关信号V1的占空比D成线性关系，即根据Vc＝V2×D和

可得到

从

可得出第一电流信号Ic与开关信号V1的占空比D成线性关系。

在此具体实施例中，斜坡产生电路3主要由第二电流镜5、第三电流镜6、第十PMOS晶体管M10、第十一NMOS晶体管M11及第二电容C2组成，第二电流镜5包括第六NMOS晶体管M6和第七NMOS晶体管M7，第三电流镜6包括第八PMOS晶体管M8和第九PMOS晶体管M9，第六NMOS晶体管M6的漏极接入第一电流信号Ic，第六NMOS晶体管M6的漏极分别与基准电流源IB的负极端、第六NMOS晶体管M6的栅极及第七NMOS晶体管M7的栅极相连接，第六NMOS晶体管M6的源极和第七NMOS晶体管M7的源极分别接地，第七NMOS晶体管M7的漏极分别与第八PMOS晶体管M8的源极、第八PMOS晶体管M8的栅极及第九PMOS晶体管M9的栅极相连接，基准电流源IB的正极端、第八PMOS晶体管M8的漏极和第九PMOS晶体管M9的漏极分别接电源，第九PMOS晶体管M9的源极与第十PMOS晶体管M10的漏极相连接，第十PMOS晶体管M11的栅极和第十一NMOS晶体管M11的栅极分别接入用于控制第二电容C2的充电时间的时钟信号Vclock，第十PMOS晶体管M10的源极与第十一NMOS晶体管M11的漏极相连接，第十一NMOS晶体管M11的源极接地，第二电容C2连接于第十PMOS晶体管M10的源极与第十一NMOS晶体管M11的漏极的公共连接端与第十一NMOS晶体管M11的源极之间，第十PMOS晶体管M10的源极、第十一NMOS晶体管M11的漏极及第二电容C2的公共连接端输出斜坡补偿电压Vramp。由于第一电流信号Ic与电压信号Vc存在线性关系，且又因为电压信号Vc与开关信号V1的占空比D存在线性关系，而基准电流源IB的基准电流为一个常数，在此，基准电流源IB为斜坡产生电路3提供一个固定偏置，其基准电流的大小由峰值电流控制模式芯片所需斜坡补偿大小决定，因此第一电流信号Ic和基准电流源IB叠加后形成的第二电流信号Ic2(Ic2＝Ic+IB)与开关信号V1的占空比D也存在线性关系，第二电流信号Ic2通过由第六NMOS晶体管和第七NMOS晶体管组成的第二电流镜5及由第八PMOS晶体管和第九PMOS晶体管组成的第三电流镜6得到恒定电流(即第二电容C2的充电电流)Iramp，其中，第二电流镜5和第三电流镜的作用就是迫使恒定电流Iramp等于第二电流信号Ic2。上述时钟信号Vclock为峰值电流控制模式芯片中的振荡器的输出信号，其在同一个峰值电流控制模式芯片中具有固定的频率f和占空比Dclock，当时钟信号Vclock为低电平时，第十PMOS晶体管M10导通，第十一NMOS晶体管关闭，斜坡产生电路3以恒定电流Iramp在一定的时间内给第二电容C2充电即可得到斜坡补偿电压Vramp，其中，充电时间t1＝Dclock/f；当时钟信号Vclock为高电平时，第十PMOS晶体管M10关闭，第十一NMOS晶体管导通，第二电容C2通过第十一NMOS晶体管以很大的电流放电，在下一个时钟周期发生之前放电完毕，其中放电电流与第十一NMOS晶体管的宽长比相关，综上第二电容C2上的稳态相应为一个斜坡补偿电压Vramp，且该斜坡补偿电压Vramp可以近似为一个三角波，

C₂为第二电容的电容值，即斜坡补偿电压Vramp的斜率与恒定电流Iramp成线性关系，根据

I_{C} = \frac{V 2 \times D}{R_{2}}

和

Vramp = \frac{Iramp \times t 1}{C_{2}} = \frac{Ic 2 \times Dclock}{f \times C_{2}}

可得到

Vramp = \frac{V 2 \times Dclock}{{f \times R_{2} \times C}_{2}} \times D + \frac{IB \times Dclock}{f \times C_{2}}

从

Vramp = \frac{V 2 \times Dclock}{{f \times R_{2} \times C}_{2}} \times D + \frac{IB \times Dclock}{f \times C_{2}}

可得知斜坡补偿电压Vramp与开关信号V1的占空比D成线性关系。在同一个峰值电流控制模式芯片中，f、R₂和C₂为定值，因此合理调节

Vramp = \frac{V 2 \times Dclock}{{f \times R_{2} \times C}_{2}} \times D + \frac{IB \times Dclock}{f \times C_{2}}

中的基准电压V2和基准电流源IB的基准电流的大小，可使芯片在所有占空比条件下都具有合适的斜坡补偿大小，具有良好的带载能力和抗电源干扰能力，实现根据峰值电流控制模式芯片中的开关信号的占空比的大小线性调节斜坡补偿电压的斜率的功能。

Claims

1.一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，其特征在于包括占空比检测电路、电压电流转换电路、斜坡产生电路和基准电流源，所述的占空比检测电路将输入的开关信号转换为与所述的开关信号成线性关系的电压信号，并将所述的电压信号传输给所述的电压电流转换电路，所述的电压电流转换电路将所述的电压信号线性的转换成第一电流信号并输出，所述的第一电流信号与所述的基准电流源相叠加形成输入给所述的斜坡产生电路的第二电流信号，所述的斜坡产生电路输出斜坡补偿电压，所述的斜坡补偿电压与所述的开关信号的占空比成线性关系；所述的斜坡产生电路主要由第二电流镜、第三电流镜、第十PMOS晶体管、第十一NMOS晶体管及第二电容组成，所述的第二电流镜包括第六NMOS晶体管和第七NMOS晶体管，所述的第三电流镜包括第八PMOS晶体管和第九PMOS晶体管，所述的第六NMOS晶体管的漏极接入所述的第一电流信号，所述的第六NMOS晶体管的漏极分别与所述的基准电流源的负极端、所述的第六NMOS晶体管的栅极及所述的第七NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第六NMOS晶体管的源极和所述的第七NMOS晶体管的源极分别接地，所述的第七NMOS晶体管的漏极分别与所述的第八PMOS晶体管的源极、所述的第八PMOS晶体管的栅极及所述的第九PMOS晶体管的栅极相连接，所述的基准电流源的正极端、所述的第八PMOS晶体管的漏极和所述的第九PMOS晶体管的漏极分别接电源，所述的第九PMOS晶体管的源极与所述的第十PMOS晶体管的漏极相连接，所述的第十PMOS晶体管的栅极和所述的第十一NMOS晶体管的栅极分别接入用于控制所述的第二电容的充电时间的时钟信号，所述的第十PMOS晶体管的源极与所述的第十一NMOS晶体管的漏极相连接，所述的第十一NMOS晶体管的源极接地，所述的第二电容连接于所述的第十PMOS晶体管的源极与所述的第十一NMOS晶体管的漏极的公共连接端与所述的第十一NMOS晶体管的源极之间，所述的第十PMOS晶体管的源极、所述的第十一NMOS晶体管的漏极及所述的第二电容的公共连接端输出所述的斜坡补偿电压。

2.根据权利要求1所述的一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，其特征在于所述的占空比检测电路主要由反相器、第一NMOS晶体管、第二NMOS晶体管、第一电阻和第一电容组成，所述的反相器的输入端和所述的第一NMOS晶体管的栅极分别接入所述的开关信号，所述的反相器的输出端与所述的第二NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第一NMOS晶体管的漏极接入基准电压，所述的第一NMOS晶体管的源极与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的第二NMOS晶体管的漏极与所述的第一电阻的第一端相连接，所述的第二NMOS晶体管的源极接地，所述的第一电容连接于所述的第一电阻的第二端与所述的第二NMOS晶体管的源极之间，所述的第一电阻与所述的第一电容的公共连接端输出与所述的开关信号成线性关系的电压信号。

3.根据权利要求1或2所述的一种线性调节斜坡补偿电压斜率的***，其特征在于所述的电压电流转换电路主要由低压差线性稳压器、第二电阻和第一电流镜组成，所述的低压差线性稳压器包括运算放大器和第三NMOS晶体管，所述的第一电流镜包括第四PMOS晶体管和第五PMOS晶体管，所述的运算放大器的正输入端接入所述的电压信号，所述的运算放大器的输出端与所述的第三NMOS晶体管的栅极相连接，所述的第三NMOS晶体管的源极与所述的运算放大器的负输入端相连接，所述的第三NMOS晶体管的源极与所述的运算放大器的负输入端的公共连接端与所述的第二电阻的第一端相连接，所述的第二电阻的第二端接地，所述的第三NMOS晶体管的漏极分别与所述的第四PMOS晶体管的源极、所述的第四PMOS晶体管的栅极及所述的第五PMOS晶体管的栅极相连接，所述的第四PMOS晶体管的漏极和所述的第五PMOS晶体管的漏极分别接电源，所述的第五PMOS晶体管的源极输出所述的第一电流信号。